引言
低壓大電流DC-DC模塊電源一直占模塊電源市場需求的一半左右，對其相關技術的研究有著重要的應用價值。模塊電源的高效率是各廠家產品的亮點，也是業界追逐的重要目標之一。同步整流" title="同步整流">同步整流可有效減少整流損耗，與適當的電路拓撲結合，可得到低成本的高效率變換器。本文針對36V-75V輸入，3.3V/15A輸出的二次電源模塊，在分析同步整流技術的基礎上，根據同步整流的特點，選擇出適合于自驅動同步整流的反激" title="反激">反激電路拓撲，進行了詳細的電路分析和試驗。
反激同步整流
基本的反激電路結構" title="電路結構">電路結構如圖1。
其工作原理：主MOSFET Q1導通時，進行電能儲存，這時可把變壓器看成一個電感，原邊繞組電流Ip上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp決定，磁芯不飽和，則Ip 線性增加；磁芯內的磁感應強度將從Br增加到工作峰值Bm；Q1關斷時，原邊電流將降到零，副邊整流管" title="整流管">整流管開通，感生電流將出現在副邊；按功率恒定原則，副邊安匝值與原邊安匝值相等。
在穩態時，開關導通期間，變壓器內磁通增量△Φ應等于反激期間內的磁通變化量，即：
△Φ＝VsTon / Np＝Vs'Toff / Ns
從此式可見，如果磁通增量相等的工作點穩定建立時，變壓器原邊繞組每匝的伏－秒值必然等于副邊每匝繞組的伏－秒值。
反激變換器的拓撲實際就是一個BUCK－BOOST組合的變換器拓撲的應用，而且如果副邊采用同步整流，電路總是工作于CCM的模式下，其電壓增益
M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K為原副邊匝數比)
用PMOSFET和MOSFET替代圖1中的蕭特基二極管，可以實現同步整流的4種電路結構如圖2和圖3
反激電路的開關電壓波形見圖4，是標準的矩形波，非常適合同步整流驅動。設計的關鍵點在于同步整流管的位置與驅動電路" title="驅動電路">驅動電路的結構配合、波形的整形限幅和死區控制。
圖1 基本反激電路結構圖
圖2 由NMOSFET構成的反激同步整流電路結構
圖3 由PMOSFET構成的反激同步整流電路結構
圖4 CH1－整流管實驗波形/ CH2－主開關實驗波形
圖5 一種實際的外驅電路
圖6 增加驅動能力的外驅電路
圖7 由NMOSFET構成的反激同步整流自驅動電路結構
圖8 由PMOSFET構成的反激同步整流自驅動電路結構
圖9 反激同步整流半自驅電路結構
圖10、Vgs驅動波形，CH1同步整流管，CH2主開關管
圖11、Vds波形，CH1同步整流管，CH2主開關管
圖12 轉換效率曲線
反激同步整流驅動電路選擇
同步整流管的驅動方式有三種：第一種是外加驅動控制電路，優點是其驅動波形的質量高，調試方便。缺點是：電路復雜，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究價值，基本沒有應用價值。圖5是簡單的外驅電路，R1D1用于調整死區。該電路的驅動能力較小，在同步整流管的Ciss較小時，可以使用。圖6是在圖5的基礎上增加副邊推挽驅動電路的結構，可以驅動Ciss較大的MOSFET。在輸出電壓低于5V時，需要增加驅動電路供電電源。
第二種是自驅動同步整流。優點是直接由變壓器副邊繞組驅動或在主變壓器上加獨立驅動繞組，電路簡單、成本低和自適應驅動是主要優勢，在商業化產品中廣泛使用。缺點是電路調試的柔性較少，在寬輸入低壓范圍時，有些波形需要附加限幅整形電路才能滿足驅動要求。圖7和圖8是四種反激同步整流的電路結構。由于Vgs的正向驅動都正比于輸出電壓，調節驅動繞組的匝數可以確定比例系數，且輸出電壓都是很穩定的，所以驅動電壓也很穩定。比較麻煩的是負向電壓可能會超標，需要在設計變壓器變比時考慮驅動負壓幅度。
第三種是半自驅。其驅動波形的上升或下降沿，一個是由主變壓器提供的信號，另一個是獨立的外驅動電路提供的信號。圖9是針對自驅的負壓問題，用單獨的放電回路，提供同步整流管的關斷信號，避開了自驅動負壓放電的電壓超標問題。
實驗結果
根據圖7電路，設計了一臺15W樣機，輸入電壓36－75V，輸出5V/3A，體積50mm/25mm/8.5mm。開關頻率300kHz，磁心選用國產FEY12.5，變壓器匝比3:1，磁心中柱氣隙0.2mm。
同步整流管選擇的主要依據是：整流管導通電阻盡量小，電壓和電流不超過整流管的電壓和電流限值，這里選用Motorola公司的MTB75N05HD( Vds=50V，Rds=7mΩ)
同步整流管的驅動波形如圖10，為標準的矩形波。
實測的效率曲線如下，低壓滿載時在87％以上。與蕭特基二極管整流的典型效率82％相比，模塊損耗減少了30％。
結語
理論分析和樣機驗證，證明反激同步整流的的效率在低壓輸出條件下有明顯的優勢，模塊本身的功耗比蕭特基整流低30％，可以提高30％的模塊功率密度，具有極大的推廣和應用價值。