1 概述

　　為了減小對(duì)交流電網(wǎng)的諧波污染，國(guó)內(nèi)外都制訂了限制電流諧波的有關(guān)標(biāo)準(zhǔn)（如IEC1000-3-2）。因此，要求交流輸入電源必須采取措施降低電流諧波含量，提高功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)。目前廣泛采用的有源功率因數(shù)校正方法有兩種，即兩級(jí)PFC和單級(jí)PFC。兩級(jí)PFC方案[1]如圖1所示，將PFC級(jí)輸出端與DC/DC變換器" title="變換器">變換器相串聯(lián)，兩級(jí)控制電路相互獨(dú)立。

AC/DC" title="AC/DC">AC/DC變換器的拓?fù)渚C述" onclick="get_larger(this)" src="http://files.chinaaet.com/images/20100914/292efe8d-ed54-40bd-82c1-481764e9bf8c.jpg" />

　　PFC級(jí)使輸入電流跟隨輸入電壓，使輸入電流正弦化，提高功率因數(shù)，減少諧波含量。后接的DC/DC級(jí)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。由于采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，電路復(fù)雜，裝置費(fèi)用高，效率低。在小功率應(yīng)用場(chǎng)合，兩級(jí)PFC很不適用。因此，研究單級(jí)PFC及變換技術(shù)成為電力電子領(lǐng)域中的一項(xiàng)重要課題。

　　單級(jí)PFC[2][3]將PFC級(jí)和DC/DC級(jí)組合在一起共用一個(gè)開(kāi)關(guān)管和一套控制電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流的整形和對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。它與兩級(jí)方案不同的是，控制電路只調(diào)節(jié)輸出電壓，保證輸出電壓的穩(wěn)定，在穩(wěn)態(tài)時(shí)，占空比恒定，因此，要求PFC級(jí)的電流能自動(dòng)跟隨輸入電壓，雖然，單級(jí)PFC變換器的輸入電流不是正弦波，PF值不如兩級(jí)方案高，但由于IEC1000-3-2只對(duì)電流諧波含量有要求，對(duì)PF值沒(méi)有嚴(yán)格的要求，單級(jí)PFC變換器的輸入電流諧波足以滿(mǎn)足IEC1000-3-2。而且由于采用單級(jí)結(jié)構(gòu)，電路簡(jiǎn)單，成本低，功率密度高。

　　因此，單級(jí)PFC變換器在小功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。本文主要對(duì)單級(jí)PFC的拓?fù)溥M(jìn)行了分析，指出了存在的問(wèn)題，介紹了幾種改進(jìn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以解決這些問(wèn)題。

　　2 單級(jí)隔離式Boost PFC電路的分析及存在的問(wèn)題

　　典型的單級(jí)隔離式BoostPFC電路如圖2所示，該拓?fù)涫怯缮龎盒蚉FC級(jí)和正激式DC/DC變換器組合而成。有源開(kāi)關(guān)S為共享開(kāi)關(guān)，CB為緩沖電容。通過(guò)控制S的通斷，電路同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流的整形和對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。

　　眾所周知，電流斷續(xù)模式（DCM）的Boost變換器，在固定占空比下電流自動(dòng)跟隨輸入電壓，因此，PFC級(jí)工作在DCM下可以得到較高的功率因數(shù)。但是，輸入和輸出電感電流的峰值較高，增加了有源開(kāi)關(guān)的電流應(yīng)力和開(kāi)關(guān)損耗；變換器的效率低；另外電路需要一個(gè)更大的EMI濾波器。如果要求減小開(kāi)關(guān)器件的電壓、電流應(yīng)力，那就需要PFC級(jí)工作在電流連續(xù)模式（CCM）下，同時(shí)可以提高整個(gè)變換器的效率并減小EMI。如在圖2的a和b之間加一電感L1，可以使PFC級(jí)工作在CCM下。對(duì)于DC/DC變換器而言，為了提高變換器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不隨負(fù)載變化。當(dāng)負(fù)載變輕時(shí)，輸出功率減小，而PFC級(jí)輸入功率同重載時(shí)一樣，則充入儲(chǔ)能電容" title="儲(chǔ)能電容">儲(chǔ)能電容的容量大于從儲(chǔ)能電容抽走的能量，導(dǎo)致儲(chǔ)能電容電壓上升。為了保持輸出電壓一致，電壓反饋環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓，使占空比減小，輸入能量也相應(yīng)減小，這個(gè)動(dòng)態(tài)過(guò)程要到輸入和輸出功率平衡后才停止。負(fù)載減小帶來(lái)的后果是直流總線電壓明顯上升，也就是電容電壓明顯上升，甚至達(dá)到上千伏。

　　降低電容電壓通常有兩種方法：一種方法就是采用變頻控制[4]，可以使電容電壓低于450V，但是頻率變化范圍可能高達(dá)十倍，不利于磁性元件的優(yōu)化設(shè)計(jì)；另一種就是采用變壓器繞組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋。如果PFC級(jí)和DC/DC變換器都工作在CCM下，輸出功率減小時(shí)，雖然占空比不變，但輸入功率也會(huì)相應(yīng)減小，抑制了儲(chǔ)能電容電壓的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很難找到一種拓?fù)渫耆ぷ髟贑CM下，設(shè)計(jì)上也相對(duì)復(fù)雜。串聯(lián)單級(jí)PFC變換器的功率流圖如圖3所示，從圖中可以看出，功率由輸入傳送到輸出，經(jīng)過(guò)了兩次變換，效率低。

　　因此，單級(jí)PFC變換器的主要問(wèn)題是，在使輸入電流諧波滿(mǎn)足IEC1000-3-2和快速調(diào)節(jié)輸出電壓的同時(shí)，降低電容電壓和提高效率；另外單級(jí)PFC變換器工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí)，開(kāi)關(guān)器件承受的電壓、電流應(yīng)力高，因此，開(kāi)關(guān)損耗很大。所以，人們提出了用變壓器繞組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋，用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)以及并聯(lián)PFC等方法來(lái)降低電容電壓，開(kāi)關(guān)損耗和提高效率。下面介紹幾種改進(jìn)的拓?fù)湟越鉀Q這些問(wèn)題。

　　3 幾種改進(jìn)的拓?fù)浣榻B

　　3.1 單級(jí)并聯(lián)PFC變換器[1][6][7]

　　如前所述，無(wú)論是單級(jí)還是兩級(jí)結(jié)構(gòu)，串聯(lián)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效率都較低。為了提高變換器的效率，人們提出了并聯(lián)PFC方法。其基本思路如下：假設(shè)PF=1，PFC輸入功率與輸出功率關(guān)系如圖4所

　　示，平均輸入功率Pin的68％（P1）經(jīng)過(guò)一次功率變換到達(dá)負(fù)載，32％的剩余功率（P2）為輸入與輸出功率在半個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)的差，經(jīng)過(guò)兩次功率變換到達(dá)負(fù)載[1]。圖5為該方法的功率流圖，P2經(jīng)過(guò)兩次功率變換到達(dá)輸出，其余部分P1經(jīng)過(guò)一次功率變換達(dá)到輸出，從而提高了電路效率，并且高于兩級(jí)和串聯(lián)單級(jí)變換器。

　　典型的單級(jí)BoostPPFC變換器[1]如圖6所示，電路在原帶隔離變壓器Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中加入了D1，S5及Cb。電路工作時(shí)，當(dāng)檢測(cè)到輸入功率（Pin）小于輸出功率（P0）時(shí)，S5開(kāi)通，Cb中的能量釋放到輸出，這部分能量為P2。當(dāng)輸入功率（Pin）大于輸出功率（P0）時(shí)，S5關(guān)斷，通過(guò)控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，電路的控制要實(shí)現(xiàn)三個(gè)功能，即輸入電流控制，輸出電壓控制和電容電壓控制。這種PPFC變換器的主要優(yōu)點(diǎn)是效率高。由于這三個(gè)被控量之間存在耦合關(guān)系，所以，控制電路復(fù)雜，控制器設(shè)計(jì)困難；另外，開(kāi)關(guān)管數(shù)目多，成本較高，這些都是該變換器的主要缺點(diǎn)。因此，它適用于較大功率場(chǎng)合而不適用于小功率場(chǎng)合。于是文獻(xiàn)[6]提出了一種單級(jí)反激PPFC變換器，如圖7所示。T1，S，D3，Cf，RL構(gòu)成電路的主支路，T2及D2組成電路的輔助支路。儲(chǔ)能電容CB通過(guò)D1充電到輸入電壓的峰值電壓作為輔助支路的輸入電壓。由于兩個(gè)并聯(lián)反激支路同時(shí)工作，使用二極管D2和D3來(lái)防止這兩個(gè)支路之間產(chǎn)生循環(huán)電流。該變換器由輸入電壓Vin和儲(chǔ)能電容CB同時(shí)給負(fù)載提供能量。盡管輸入電壓Vin給負(fù)載提供大部分能量。但是，當(dāng)輸入電壓很小時(shí)，負(fù)載的能量主要由儲(chǔ)能電容CB提供。兩個(gè)變壓器可以在DCM或CCM下工作。對(duì)于小功率應(yīng)用，為了提高效率，兩個(gè)變壓器都工作在DCM下。主支路與輔助支路之間的功率分配決定輸入電流的諧波含量，而變壓器T1及T2的電感值決定功率分配。所以，通過(guò)正確的設(shè)計(jì)變壓器T1及T2的電感值可以使輸入電流的諧波含量滿(mǎn)足IEC1000-3-2的要求。該變換器僅用一個(gè)有源開(kāi)關(guān)和一個(gè)控制環(huán)就可快速地調(diào)節(jié)輸出電壓。

　　它的主要優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、效率高、儲(chǔ)能電容電壓被箝位，電壓值的大小等于輸入電壓的峰值，對(duì)功率開(kāi)關(guān)管沒(méi)有產(chǎn)生附加的電壓應(yīng)力。另外，在S開(kāi)通時(shí)，由T1直接傳遞大部分能量到負(fù)載，降低了開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力，提高了變換器的效率。它的主要缺點(diǎn)是元件數(shù)目多，成本較高。

　　3.2 用變壓器繞組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋的單級(jí)PFC變換器

　　用變壓器繞組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋的單級(jí)PFC變換器[8]如圖8所示。N1為變壓器耦合的繞組。

　　用變壓器繞組N1實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋來(lái)抑制電容電壓Vc。當(dāng)S開(kāi)通時(shí)，Vc加在變壓器的初級(jí)繞組Np，因此，繞組N1上的電壓同Vc成正比。只有當(dāng)輸入整流后的電壓大于N1上的電壓時(shí)，電感LB上才有電流；S關(guān)斷時(shí)，LB上的能量經(jīng)過(guò)D1釋放到CB。負(fù)載變化引起Vc變化，加在LB上的電壓立刻變化，從而改變了輸入電流和輸入功率，有效地抑制了Vc的增長(zhǎng)。但N1的加入降低了功率因數(shù)，增加了電流諧波含量。

　　在圖8的A和B之間再增加一個(gè)繞組N2[3][7]，如圖9所示。加繞組N2之后，在S關(guān)斷時(shí)，加在電感LB上的反向電壓為Vc和N2上的電壓之和減去輸入電壓，減小了輸入功率，從而進(jìn)一步降低了Vc，同時(shí)，也提高了功率因數(shù)。N2的選取應(yīng)該滿(mǎn)足N1＋N2

　　如果要求更低限度地減小開(kāi)關(guān)器件的電壓、電流應(yīng)力，那么在圖8和圖9中的二極管D2和繞組N1之間加入電感Lr，使輸入電流工作在CCM下。Lr可以利用變壓器漏感，也可以另外加一個(gè)電感[3]。

　　3.3 帶低頻輔助開(kāi)關(guān)的單級(jí)PFC變換器[9]

　　用變壓器附加繞組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋降低了電容電壓，提高了效率。但同時(shí)降低了功率因數(shù)，增加了電流諧波含量。文獻(xiàn)[9]針對(duì)這一不足提出了一種帶低頻輔助開(kāi)關(guān)的單級(jí)PFC變換器，不僅有效地抑制了電容電壓，提高了效率，同時(shí)還提高了功率因數(shù)，減少了電流諧波含量。

　　帶低頻輔助開(kāi)關(guān)的CCM單級(jí)PFC變換器如圖10所示，S為主開(kāi)關(guān)，Sr為輔助開(kāi)關(guān)。

　　輔助開(kāi)關(guān)Sr的驅(qū)動(dòng)波形如圖11所示，當(dāng)輸入電壓在零附近時(shí)，輔助開(kāi)關(guān)Sr導(dǎo)通，使附加繞組N1短路，從而改善了輸入電流的波形，減少了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數(shù)。

　　當(dāng)輸入電壓大于某一值時(shí)，輔助開(kāi)關(guān)管Sr關(guān)斷；其余的工作情況與圖8和圖9相似。輔助開(kāi)關(guān)Sr在輸入電壓很小時(shí)才導(dǎo)通工作，其余時(shí)間不工作。因此，流過(guò)Sr的電流很小，Sr的功率損耗很小。由圖11知，輔助開(kāi)關(guān)的工作頻率為交流電源頻率的兩倍。故在整個(gè)工作期間，Sr的開(kāi)關(guān)損耗很小。另外，輔助開(kāi)關(guān)Sr的控制電路也很簡(jiǎn)單。由上述分析知，帶低頻輔助開(kāi)關(guān)的單級(jí)PFC變換器減小了輸入電流的諧波含量；提高了功率因數(shù)和效率；降低了電容電壓。

　　輔助開(kāi)關(guān)Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖12所示。圖12(a)所示的電路使L1旁路，也就是說(shuō)，輸入電壓在零附近時(shí)，導(dǎo)通開(kāi)關(guān)Sr，使L1短路，電路工作在DCM下，從而增

　　加了輸入電流，這種方法不能消除輸入電流的死角。因此，與圖10的電路相比，圖12(a)的電路的輸入電流的畸變更大。Sr另外一種實(shí)現(xiàn)方式如圖12(b)所示，使L1和N1都旁路，也就是說(shuō)，輸入電壓在零附近時(shí)，導(dǎo)通開(kāi)關(guān)Sr，使L1和N1都短路。這種方法可以完全消除輸入電流的死角，提高功率因數(shù)。但是，與圖10的電路相比，圖12(b)電路中的儲(chǔ)能電容電壓更高。因?yàn)椋瑘D12(b)電路有一小部分時(shí)間工作在DCM下。另外，該方法也可以應(yīng)用在其他的DCM/CCM單級(jí)PFC變換器中，如圖13所示的帶低頻輔助開(kāi)關(guān)的DCM單級(jí)PFC變換器。

　　3.4 帶有源箝位和軟開(kāi)關(guān)的單級(jí)PFC變換器

　　單級(jí)隔離式PFC變換器與普通的DC/DC變換器相比有電壓、電流應(yīng)力高，損耗大的缺點(diǎn)。因此，采用有源箝位和軟開(kāi)關(guān)等先進(jìn)技術(shù)來(lái)減小單級(jí)隔離式PFC變換器的開(kāi)關(guān)損耗和電壓應(yīng)力。

　　帶有源箝位和軟開(kāi)關(guān)的單級(jí)隔離式PFC變換器[10]如圖14所示。S為主開(kāi)關(guān)，Sa為輔助開(kāi)關(guān)。Cc為箝位電容，CB為儲(chǔ)能電容，Cr為開(kāi)關(guān)S和Sa的寄生電容以及電路中其他的寄生電容之和。Boost單元工作在DCM下，保證有高的功率因數(shù)；為避免DCM有較高的電流應(yīng)力，F(xiàn)lyback設(shè)計(jì)為CCM。采用有源箝位和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)限制了開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力，再生了儲(chǔ)存在變壓器漏感中的能量，為主開(kāi)關(guān)和輔助開(kāi)關(guān)提供了軟開(kāi)關(guān)條件，減少了開(kāi)關(guān)損耗，提高了變換器的效率。主開(kāi)關(guān)與輔助開(kāi)關(guān)用同一個(gè)控制/驅(qū)動(dòng)電路，進(jìn)一步提高了電路的實(shí)用性。

　　4 結(jié)語(yǔ)

　　單級(jí)PFC變換器由于具有電路簡(jiǎn)單，成本低，功率密度高的優(yōu)點(diǎn)，而在中小功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。通過(guò)分析單級(jí)PFC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，指出了它存在的一些問(wèn)題，如儲(chǔ)能電容電壓隨輸入電壓和負(fù)載的變化而變化，在輸入高壓或輕載時(shí)，電容電壓可能達(dá)到上千伏；變換器的效率低；開(kāi)關(guān)損耗大；有源開(kāi)關(guān)的電壓、電流應(yīng)力高。而對(duì)用變壓器繞組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋，用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，用低頻輔助開(kāi)關(guān)以及并聯(lián)PFC等方法來(lái)降低電容電壓，開(kāi)關(guān)損耗，減少電流諧波含量和提高效率等問(wèn)題進(jìn)行了綜述，并分析了幾種改進(jìn)拓?fù)涞墓ぷ髟恚容^了它們的優(yōu)缺點(diǎn)。