引言
在各種單相PFC電路拓撲結構中，Boost電路具有結構簡單、變換效率高、易于控制等優點而得到廣泛應用。高頻化方法可以有效地減小有源功率因數電路的體積、重量，從而提高電路的功率密度。但是，高頻化也帶來了諸多問題，其中最為引人關注的是開關損耗的急劇增大。有源功率因數校正電路的軟開關技術能夠有效地解決這一問題，本文將要介紹的電路就是這一類電路。
軟PWM 技術是指具有軟開關環境的PWM 技術。這種技術的特點是：在開關周期中，電路具有軟開關環境，而在非開關周期中，仍然保持原來硬開關PWM電路的各種優點[1]。軟開關技術理論上可使開關損耗降為零；實際上，可使目前的各種電源模塊的變換效率由80豫提高到90豫以上，達到高頻率、高效率的功率變換。
此電路是在傳統PFC 電路的基礎拓撲結構上，加入了有源緩沖電路結構。緩沖電路的引入改善了電路的開關環境、增加了電路效率。對大部分自關斷器件組成的電路，由于開關頻率高，緩沖電路著重于改善開關器件的開關軌跡，控制EMI，減小電流、電壓應力，從而降低開關損耗，為器件提供安全的開關環境，最大限度地利用器件特性，充分發揮器件的效能。
傳統的有源緩沖電路單元，大多是既復雜、高功耗又難于控制，且輸入電壓范圍較小、帶負載能力較弱。
本文所研究的電路具有結構簡單，帶負載能力強，允許輸入電壓范圍寬，以及很方便地實現PWM控制等優點。并且，通過實際的運行與測試，效果理想。
1 工作原理
在實際6 kW的PFC 電路中，由于電流較大，主開關管由4只大功率IGBT 管并聯運行，輔助開關管由兩只大功率IGBT管并聯運行，主二極管也是多管并聯運行。在圖1所示的原理圖中，由Lr，Cr2，Dr，D1，D2及T2共同組成了緩沖器單元。
為方便電路分析，在不改變電路運行條件的基礎上，進行了以下假設：
1）輸入電壓為恒定值；
2）輸出電容C0充分大；
3）輸入電感L 充分大；
4）諧振電路為理想諧振；
5）主電感L 遠大于諧振電感Lr；
6）各器件的寄生電容忽略不計；
7）除主二極管D 以外，其它二極管的反向恢復時間忽略不計。
工作過程分8 個階段，各階段等效電路如圖2所示，波形圖如圖3所示。
1）[t0，t1] 在t0時刻之前，主開關管T1與輔助開關管T2均處于截止狀態，主二極管D 處于導通狀態。在t0時刻（iD=Ii ，vCr2=0），輔助開關管T2導通。此時，Dr和T2為零電流情況下導通(ZCT)，Lr 限制通過Dr和T2的電流上升率。此時段中，通過主二極管D的電流線性下降，同時，通過T2的電流線性上升。
2）[t1，t2] 在t=t1時刻，由于二極管的反向導通，D 上電流繼續下降，而流過Dr 和T2的電流繼續上升。直到t=t2時刻，二極管反向恢復電流達到負的最大值。
2 電路的設計
2.1 主電感的選擇
依據電感元件的伏秒平衡原理，在主開關T1導通期間，儲能電感L 上的電流增加量應與主開關T1截止期間的電流下降量相等，方向是相反的。即
在實際設計中，儲能電感L 上的峰峰值電流Ii+駐IL 不應大于最大平均電流的20豫，這可以避免儲能電感的磁飽和，也能達到限制主開關的峰值電流、峰值電壓和功率損耗的目的。這里我們選擇駐IL=1.4Ii，代入式（21）中得到儲能電感的電感量為
2.2 輸出電容的選擇
輸出電容C0 中將流過i0的交流分量，在C0兩端，電壓將產生脈動，該脈動量與C0的數值有關。因此，在設計中，要求選擇輸出電容C0 使輸出電壓u0的紋波啄V 低于規定值，一般電壓紋波啄V 臆2%，即輸出電壓脈動量為駐u0。
2.3 諧振電感的選擇
諧振電感的選擇依據是，在3 倍的主二極管反向恢復時間內，使其上流過電流不超過輸入的最大電流，即
2.4 諧振電容Cr1的選擇
諧振電容Cr1的選擇依據是，在與諧振電感Lr諧振的半個周期內，其上能量全部傳遞給諧振電感Lr，即
2.5 諧振電容Cr2的選擇
諧振電容Cr2 的選擇依據是，在與諧振電感Lr諧振的半個周期內，其上能量全部傳遞給諧振電感Lr，即
式中：Irrmax是主二極管D反向恢復最大電流。
3 電路的仿真與試驗結果及分析
3.1 仿真結果
仿真所得的波形如圖4-圖8所示。
3.2 試驗結果
試驗所得波形如圖9、圖10所示。
4 結果分析
從仿真、試驗波形中可以看到：主開關管T1是在零電壓情況下導通（ZVT），并且是在近似零電壓情況下關斷的(ZVT）；輔助開關管T2是在零電流情況下導通（ZCT），在近似零電壓情況下關斷（ZVT）；主二極管D是在零電壓情況下導通與關斷的；緩沖電路中D1、D2的也是工作在軟開關狀態下。
5 結語
此電路是在傳統PFC 電路的基礎拓撲結構上，加入了有源緩沖電路結構。緩沖電路的引入改善了電路的開關環境、增加了電路效率，通過試驗測定：該電路（含整流橋）在滿負載情況下，效率~96%。