H型雙極模式PWM控制提高轉臺伺服系統低速特性的作用十分顯著，而且簡單易行。H型雙極模式PWM控制能夠提高伺服系統的低速特性，是因為H型雙極模式PWM控制的電動機電樞回路中始終流過一個交變的電流，這個電流可以使電動機發生高頻顫動，有利于減小靜摩擦，從而改善伺服系統的低速特性。但因其功率損耗大，H型雙極模式PWM控制只適用于中、小功率的伺服系統。因此，有必要設計一種能夠減小功率損耗的H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路，使得H型雙極模式PWM控制應用在大功率伺服系統中。

H型雙極模式PWM控制的功率損耗

如圖1所示，H型雙極模式PWM控制一般由4個大功率可控開關管(V 1-4)和4個續流二極管(VD 1-4)組成H橋式電路。4個大功率可控開關管分為2組，V1和V4為一組，V2和V3為一組。同一組的兩個大功率可控開關管同時導通，同時關閉，兩組交替輪流導通和關閉，即驅動信號u1=u4，u2=u3=-u1，電樞電流的方向在一個調寬波周期中依次按圖1中方向1、2、3、4變化。由于允許電流反向，所以H型雙極模式PWM控制工作時電樞電流始終是連續的。電樞電流始終連續產生電動機的附加功耗、大功率可控開關管高頻開通關閉產生的導通功耗和開關功耗等動態功耗，是H型雙極模式PWM控制功率損耗的主要來源。決定電動機附加功耗大小的因素主要是PWM的開關頻率，開關頻率越大附加功耗就越小。決定大功率可控開關管的動態功耗大小的因素主要是大功率可控開關管的開通關閉時間和PWM的開關頻率，開通關閉時間越長動態功耗就越大，PWM開關頻率越大動態功耗就越大。

圖1H型雙極模式PWM控制原理圖

電樞回路的附加功耗、大功率可控開關管的動態損耗，使得H型雙極模式PWM控制的功率損耗很大、不適合應用在大功率伺服系統中。為了解決這個問題，本文將以減小電動機電樞回路的附加功耗和大功率開關管的動態功耗為原則，設計H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路，以使H型雙極模式PWM控制應用在大功率伺服系統中。

H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路設計

設計H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路的核心是：功率轉換器件的選取及其驅動電路設計、保護電路的設計。

功率轉換器件

常用的大功率可控開關管主要有大功率雙極型晶體管(GTR)、大功率電力場效應管(MOSFET)和IGBT等。GTR的主要缺點是：開通關閉時間長、開關功耗大、工作頻率低、熱穩定性差、容易損壞。MOSFET的主要缺點是：管子導通時通態壓降比較大、管子功率損耗大。絕緣柵雙極晶體管IGBT(Isolated Gate Bipolar Transistor)集GTR和MOSFET的優點于一身，既具有通態電壓低、耐高壓、承受電流大、功率損耗低的特點，又具有輸出阻抗高、速度快、熱穩定性好的特點。因此，IGBT具有廣闊的工程應用前景。

本文的功率轉換電路采用2MB1300D-140型號的IGBT作為功率轉換器件，其示意圖如圖2中右側所示，G是柵(門)極、C極是集電極、E極是發射極。IGBT驅動條件與IGBT特性的關系經實驗測得如表1所示，其中Vces、ton、toff、Vce、R分別為集電極-發射極飽和壓降、開通時間、關閉時間、集電極-發射極電壓和柵極電阻，↑、-、↓分別表示增大、不變、減小。從表1可以看出：

①增大正向柵壓+Vge，Vces和ton隨之減小，IGBT的動態功耗隨之減小;

②增大反向柵壓-Vge，toff隨之減小，IGBT的動態功耗隨之減小;

③增大R，IGBT的ton、toff隨之增大，IGBT的動態功耗隨之增大。

表1IGBT驅動條件與IGBT特性的關系

因此，減小IGBT的動態功耗，需要增大正向柵壓+Vge、增大反向柵壓-Vge、減小ton和toff。但Vge并非越高越好，原因是Vge過高時電流增大，容易損壞IGBT。一般+Vge不超過+20V。IGBT關斷期間，由于電路中其它部分的干擾，會在柵極G上產生一些高頻振蕩信號，這些信號輕則會使本該關閉的IGBT處于微通狀態、增加IGBT的功耗，重則會使逆變電路處于短路直通狀態，為了防止這些現象發生反向柵壓-Vge越大越好。根據上述關系可以總結，IGBT對驅動電路的要求主要有：動態驅動能力強、正向和反向柵壓合適、輸入輸出電隔離能力強、輸入輸出信號傳輸無延時、具有一定保護功能。

為了減小IGBT的動態功耗和保障電路安全，滿足IGBT的驅動要求，需合理確定+Vge、-Vge和R的值。這些都需要通過設計驅動電路來實現。

驅動電路設計

設計性能良好的驅動電路，可以使IGBT工作在比較理想的開關狀態、縮短開關時間、減小開關功耗、提高功率轉換電路的運行效率。IGBT柵極驅動方式主要有變壓器驅動法、直接驅動法和光耦隔離驅動法。變壓器驅動法有利于驅動信號的隔離、驅動功率損耗很小，但限制了使用頻率，不利于PWM信號的傳輸。直接驅動法適用于小容量的不加保護的IGBT的場合。光耦隔離驅動法對光耦的要求較高，要求光耦速度快，絕緣耐壓高于電源電壓，共模抑制比大。

SEMIKRON公司的SKHI22AH4模塊是應用變壓器驅動原理的驅動器件。當SKHI22AH4模塊驅動IGBT時，它的最大工作頻率可達100kHz，完全解決了限制使用頻率問題。SKHI22AH4模塊驅動IGBT的電路原理圖如圖2。圖2中虛線方框是SKHI22AH4模塊結構簡圖，模塊中分初級和次級兩個部分，這兩個部分是絕緣的，使得驅動電路具有良好的輸入輸出電隔離能力;模塊有2個input、2個output，一個input對應一個output，input是變壓器初級，output是變壓器次級;SKHI22AH4模塊中還有針對短路、過流和電壓不穩等錯誤的測量裝置和錯誤信息儲存裝置，用來實現多種電路保護功能。SKHI22AH4模塊的工作原理是：PWM控制信號加在變壓器初級，變壓器次級輸出放大的驅動信號驅動IGBT。SKHI22AH4模塊的供電電壓是+15V，當其驅動2MB1300D-140型號的IGBT時，其驅動輸出的導通電壓可達+14.2V、關閉電壓可達-2V，完全滿足減小IGBT動態功耗對+Vge、-Vge的要求。為了減小ton、toff，在允許的范圍內取Ron=3.38，Roff=3.38。在力求減小功率損耗的原則下，在設計電路保護功能過程中選擇其外圍元器件。

圖2SKHI22AH4模塊驅動IGBT的原理圖

SKHI22AH4的主要電路保護功能設計：

1)短路保護功能

在C極和E極間容易出現短路的現象。短路時，電流增大，IGBT的功率損耗迅速增大(隨著電流的平方增大)，嚴重時會造成IGBT的損壞。因此，需要對IGBT進行短路保護。如圖2所示，通過對C極和E極的電壓的比較，就實現了對C極和E極間的短路保護。實現短路保護，就要合理確定Rce和Cce的值。具體步驟如下：

①確定Vces的值。Vces既不能過大也不能過小，過大會增加IGBT動態功率損耗，過小會減弱短路保護能力，一般取5.6V。為了減小IGBT的動態功率損耗，可以適當減小，但不能小于3.5V。這里取Vces=4V。

②確定Rce。由公式(1)求得Rce=13Ω。

③確定tmin。由SKHI22AH4模塊的特性知，tmince=470pF。

2)互鎖保護功能

SKHI22AH4模塊具有互鎖功能，以防止H橋同側臂的2個IGBT同時導通?；ユi功能就是：在H橋同側臂的2個IGBT中，一個IGBT關閉后要有一段延時，另一個IGBT才能開通?；ユi的鎖定時間ttd=2.7+0.13Rtd(Rtd為互鎖電阻)，2.7μs是由于SKHI22AH4模塊中已經集成了一個互鎖電阻產生。取Rtd=08，則ttd=2.7μs。

3)錯誤監測

SKHI22AH4模塊具有錯誤監測功能，它可以對短路、過流、電壓不穩等錯誤進行監測。當錯誤發生時，SKHI22AH4模塊停止運行，并將錯誤信號存儲在Errormemory中，直到錯誤排除，才能從新運行。

按照上述驅動電路設計，可得SKHI22AH4模塊的驅動波形，如圖3所示。

圖3SKHI22AH4模塊輸入輸出的波形圖

H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路

經過上述設計，得H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路原理圖，如圖4所示。經實驗測試得，圖4所對應的功率轉換電路中IGBT的ton=1.8Ls、toff=1.4Ls，則IGBT的開關時間為3.2Ls。

圖4H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路原理圖

實驗

設計完H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路后，還要確定合理的PWM開關頻率，才能進一步減小功率損耗、實現H型雙極模式PWM控制在大功率伺服系統中的應用。

PWM開關頻率的計算

合理的開關頻率不但可以進一步減小功率損耗、提高效率，而且還可以使系統性能與連續系統的性能相差無幾。綜合來看，開關頻率的確定，受到很多相互矛盾的因素決定：

①為了改善靜摩擦對伺服系統低速性能的影響、使得電動機在零位處于動力潤滑狀態，因 此雙極模式PWM控制工作時考慮微振特性的開關頻率應滿足公式(4);

②為了使開關頻率不至于對系統的動態性能產生不良影響，頻率應遠大于伺服系統本身的 通頻帶fc，一般應滿足經驗式(5);

③為了避免引起共振，開關頻率應該高于系統中所有回路的諧振頻率;

④為了提高電動機的利用率，必須限制電流脈動量$Ia，應該滿足式(6);

⑤開關頻率的上限要受到IGBT的開關損耗和開關時間的限制，應滿足經驗式(7)。

以某三軸飛行仿真轉臺方位軸伺服系統為例進行計算，該轉臺是我們目前國內功率最大的轉臺之一，功率為11000W，其中方位軸伺服系統的功率為7200W。三軸飛行仿真轉臺方位軸電動機參數如下：力矩系數KT=82.3N?m/A，供電電壓Us=+120V，電樞電阻Ra=2.48Ω，電樞電感La=0.019H，電機軸上靜摩擦力矩Tf=21010N?m，系統通帶頻率fc=34Hz，額定電流IN=60A，啟動電流Is≈IN，αs=Is/IN≈1，Te=La/Ra=0.0079。

由式(4)～(7)確定開關頻率范圍340Hz

圖5功率損耗曲線

試驗結果

在某三軸飛行仿真轉臺方位軸伺服系統中采用可逆單極模式PWM控制時，方位軸伺服系統的能夠啟動的最低平穩速度為0.05°/s;而采用了本文設計的功率轉換電路的H型雙極模式PWM控制時，能夠啟動的最低平穩速度為0.01°/s，如圖6所示(橫坐標軸為采樣點，采樣頻率400Hz)，方位軸伺服系統的低速特性得到了明顯的提高。圖6某三軸轉臺方位軸伺服系統的啟動速度曲線由于電樞電流有脈動量，電動機會有高頻顫動，系統的最低平穩速度隨之也有脈動;但脈動量很小，小于0.00025°/s，僅為速度值2.5%。

結論

本文設計的H型雙極模式PWM控制的功率轉換電路，減小了雙極模式PWM控制的功率損耗;通過計算合理的開關頻率，功耗進一步減小。使得H型雙極模式PWM控制應用在大功率伺服系統中。實際工程應用表明：其應用在某三軸飛行仿真轉臺的方位軸大功率伺服系統中，明顯提高了伺服系統的低速特性;這種提高系統低速特性的方法，在工程實際中具有簡單易行的優點。這種功率轉換電路設計在改善大功率伺服系統低速特性中具有較好的實際應用價值。