光電編碼器因測量精度高，在伺服用永磁同步電機位置檢測中廣泛應用。但它有抗震性差的缺點，難以適應惡劣工況。旋轉變壓器具有抗震性好、耐腐蝕、耐高溫和易實現高速位置檢測的優點，通常在礦山、紡織用伺服系統、航空用電力作動系統等惡劣環境中應用。
旋轉變壓器與光電編碼器不同，它是一種機電元件,需要將其輸出的模擬電壓信號轉換為數字信號才可輸入到dsp控制芯片。本文選用多摩川公司的旋轉變壓器數字轉換器(rdc)au6802n1，設計了一套旋變解碼的接口電路板。同時基于永磁電機矢量控制平臺對該接口電路進行了實驗驗證。實驗表明該設計方案確實可行，并取得了較好的位置檢測效果。
旋轉變壓器原理
圖1 旋轉變壓器的結構
旋轉變壓器是一種單相激勵雙相輸出無刷旋轉變壓器。如圖1所示，激磁繞組(原邊)r1-r2和兩套輸出相互正交的繞組(副邊)s4-s2、s3-s1同在定子側，固定在電機定子上，轉子與電機轉子同軸安裝。當原邊的激磁繞組流過正弦電流時，副邊輸出繞組兩端會感應出同頻率的電勢，電勢的大小與定轉子間的相對電角度有關。
假設原邊輸入電壓為：
(1)
則副邊輸出電壓滿足：
(2)
(3)
其中，ω為激磁電源的角頻率；us4-s2,us3-s1為兩相正交繞組(正弦繞組和余弦繞組)的輸出電壓。k為傳輸電壓比，θ為轉子位置角。
本設計旋轉變壓器選用多摩川公司的ts2640n321e64。其主要性能參數如表1所示。
au6802n1工作原理
圖2 au6802n1解碼原理圖
圖2給出了au6802n1芯片解碼的原理框圖。由圖可知，au6802n1內部是一個閉環系統。旋轉變壓器的四線端輸出來的信號通過調理電路進入au6802n1芯片的s1、s2、s3和s4端，經過處理輸出到余弦和正弦乘法器上。通過后級的加減電路，得vsr=kesinωt×sin(θ-)此時根據外部激勵r1、r2端的同步相位檢測器的當前狀態，從代表了某一起始角鱟攀鄭黃魘醞劑鶻謔紙泅，使該角等于待測模擬角并跟蹤θ。當調整到vsr=0時，即有=θ。此時可逆計數器的字狀態齙淖喚峁?，紕擔表琳b溲蠱魘涑齙鬧嶠鉛鵲畝剖種?。该数追N悼梢運透撲慊允凈駾sp控制芯片進行處理。
au6802n1控制位設定
au6802n1可以通過設定對應的控制位來選擇工作模式。其控制位主要分為以下幾種：
(1) 輸出模式設置：輸出模式分為三種——并行i/o口模式、spi通信模式、abz脈沖模式，可通過outmd、csb、rdb、intb四個引腳的電平來設定，詳細設定參考文獻[1]。
(2) 系統控制模式設置：通過設定acmd引腳電平得到。acmd=h時，系統選擇加速模式；反之，選擇正常模式。通常運行時設定為正常模式，當角加速度較大時，切換到加速模式，可以獲得更高的位置檢測精度。
(3) 分辨率設置：mdsel=h時，輸出數據選擇12位；反之，輸出數據選擇10位。
(4) 極對數設置：電機的極對數設置可通過設定xsel1和xsel2引腳得到，如下表2所示。
(5) 勵磁頻率設置：勵磁信號rso頻率可通過設定fsel1和fsel2得到，如表3所示。
(6) 測試模式設置：可通過引腳test1和test2設定。通常將兩引腳都拉高至vdd，不影響正常工作。
本設計選取au6802n1工作在脈沖輸出模式和spi通信模式，數據分辨率為12位，極對數設定為1，勵磁頻率為10k，控制模式為正常模式，測試位不使能。其電路圖如圖3所示，圖中所有電阻值均為33ω。
圖3 控制位設定電路圖
外圍主電路設計
為了給旋轉變壓器的勵磁繞組提供滿足要求的高品質正弦波勵磁信號，同時使所接收到的旋轉變壓器正/余弦信號能夠滿足芯片對輸入信號幅值與相位的要求，需要加入額外的信號處理電路。
au6802n1外圍主電路包括激勵調理電路、反饋濾波調理電路和dsp接口電路。電路圖如圖4所示。
圖4 au6802n1外圍主電路電路圖
激勵調理電路設計
激勵調理電路設計激勵信號調理電路是用來給旋轉變壓器提供激勵輸入信號。au6802n1芯片的rso/com輸出的激勵信號是基于2.5v且vp-p=2v的31級內插正弦波(vrso=1.5v～3.5v的正弦波電壓)，輸出功率太小，是不能直接驅動旋轉變壓器勵磁繞組的。因此需要設計激勵調理電路，完成激勵信號放大的任務。
激勵調理電路的拓撲分為雙電源和單電源供電兩種，本文選取雙電源booster功率放大電路，可節省器件開銷。電路基本工作原理為rso/com輸出經過隔直電容ci后，取到有效的交流信號，再經過后級的運放和npn、pnp三極管互補推挽電路進行功率放大，最終得到正弦度較好的激磁電壓信號。為了保證系統的穩定性，加入cf來補償相位。輸出勵磁信號的幅值可通過調節rext來實現。參數設計通常滿足以下原則：rex≤zro/10ω(zro為旋變輸入阻抗，見表1)，rf≥50kω，ri×ci>500μs，rf×cf<5μs。本設計方案參數選取分別為：運放選用tl082c，±v為±15v，c0=470pf，ri=22k，ci=0.01uf，rf=100k，cf=100pf，r1=r2=3.3k，r3=r4=4.7ω，rext=10ω。
圖5 au6802n1接口電路板
反饋濾波調理電路設計
旋轉變壓器輸出的正余弦信號是不能直接送給rdc的，里面可能含有許多干擾信號，必須經過調理濾波，滿足要求之光電編碼器因測量精度高，在伺服用永磁同步電機位置檢測中廣泛應用。但它有抗震性差的缺點，難以適應惡劣工況。旋轉變壓器具有抗震性好、耐腐蝕、耐高溫和易實現高速位置檢測的優點，通常在礦山、紡織用伺服系統、航空用電力作動系統等惡劣環境中應用。
旋轉變壓器與光電編碼器不同，它是一種機電元件,需要將其輸出的模擬電壓信號轉換為數字信號才可輸入到dsp控制芯片。本文選用多摩川公司的旋轉變壓器數字轉換器(rdc)au6802n1，設計了一套旋變解碼的接口電路板。同時基于永磁電機矢量控制平臺對該接口電路進行了實驗驗證。實驗表明該設計方案確實可行，并取得了較好的位置檢測效果。
旋轉變壓器原理
圖1 旋轉變壓器的結構
旋轉變壓器是一種單相激勵雙相輸出無刷旋轉變壓器。如圖1所示，激磁繞組(原邊)r1-r2和兩套輸出相互正交的繞組(副邊)s4-s2、s3-s1同在定子側，固定在電機定子上，轉子與電機轉子同軸安裝。當原邊的激磁繞組流過正弦電流時，副邊輸出繞組兩端會感應出同頻率的電勢，電勢的大小與定轉子間的相對電角度有關。
假設原邊輸入電壓為：
(1)
則副邊輸出電壓滿足：
(2)
(3)
其中，ω為激磁電源的角頻率；us4-s2,us3-s1為兩相正交繞組(正弦繞組和余弦繞組)的輸出電壓。k為傳輸電壓比，θ為轉子位置角。
本設計旋轉變壓器選用多摩川公司的ts2640n321e64。其主要性能參數如表1所示。
au6802n1工作原理
圖2 au6802n1解碼原理圖
圖2給出了au6802n1芯片解碼的原理框圖。由圖可知，au6802n1內部是一個閉環系統。旋轉變壓器的四線端輸出來的信號通過調理電路進入au6802n1芯片的s1、s2、s3和s4端，經過處理輸出到余弦和正弦乘法器上。通過后級的加減電路，得vsr=kesinωt×sin(θ-)此時根據外部激勵r1、r2端的同步相位檢測器的當前狀態，從代表了某一起始角鱟攀鄭黃魘醞劑鶻謔紙泅，使該角等于待測模擬角并跟蹤θ。當調整到vsr=0時，即有=θ。此時可逆計數器的字狀態齙淖喚峁?，紕擔表琳b溲蠱魘涑齙鬧嶠鉛鵲畝剖種?。该数追N悼梢運透撲慊允凈駾sp控制芯片進行處理。
au6802n1控制位設定
au6802n1可以通過設定對應的控制位來選擇工作模式。其控制位主要分為以下幾種：
(1) 輸出模式設置：輸出模式分為三種——并行i/o口模式、spi通信模式、abz脈沖模式，可通過outmd、csb、rdb、intb四個引腳的電平來設定，詳細設定參考文獻[1]。
(2) 系統控制模式設置：通過設定acmd引腳電平得到。acmd=h時，系統選擇加速模式；反之，選擇正常模式。通常運行時設定為正常模式，當角加速度較大時，切換到加速模式，可以獲得更高的位置檢測精度。
(3) 分辨率設置：mdsel=h時，輸出數據選擇12位；反之，輸出數據選擇10位。
(4) 極對數設置：電機的極對數設置可通過設定xsel1和xsel2引腳得到，如下表2所示。
(5) 勵磁頻率設置：勵磁信號rso頻率可通過設定fsel1和fsel2得到，如表3所示。
(6) 測試模式設置：可通過引腳test1和test2設定。通常將兩引腳都拉高至vdd，不影響正常工作。
本設計選取au6802n1工作在脈沖輸出模式和spi通信模式，數據分辨率為12位，極對數設定為1，勵磁頻率為10k，控制模式為正常模式，測試位不使能。其電路圖如圖3所示，圖中所有電阻值均為33ω。
圖3 控制位設定電路圖
外圍主電路設計
為了給旋轉變壓器的勵磁繞組提供滿足要求的高品質正弦波勵磁信號，同時使所接收到的旋轉變壓器正/余弦信號能夠滿足芯片對輸入信號幅值與相位的要求，需要加入額外的信號處理電路。
au6802n1外圍主電路包括激勵調理電路、反饋濾波調理電路和dsp接口電路。電路圖如圖4所示。
圖4 au6802n1外圍主電路電路圖
激勵調理電路設計
激勵調理電路設計激勵信號調理電路是用來給旋轉變壓器提供激勵輸入信號。au6802n1芯片的rso/com輸出的激勵信號是基于2.5v且vp-p=2v的31級內插正弦波(vrso=1.5v～3.5v的正弦波電壓)，輸出功率太小，是不能直接驅動旋轉變壓器勵磁繞組的。因此需要設計激勵調理電路，完成激勵信號放大的任務。
激勵調理電路的拓撲分為雙電源和單電源供電兩種，本文選取雙電源booster功率放大電路，可節省器件開銷。電路基本工作原理為rso/com輸出經過隔直電容ci后，取到有效的交流信號，再經過后級的運放和npn、pnp三極管互補推挽電路進行功率放大，最終得到正弦度較好的激磁電壓信號。為了保證系統的穩定性，加入cf來補償相位。輸出勵磁信號的幅值可通過調節rext來實現。參數設計通常滿足以下原則：rex≤zro/10ω(zro為旋變輸入阻抗，見表1)，rf≥50kω，ri×ci>500μs，rf×cf<5μs。本設計方案參數選取分別為：運放選用tl082c，±v為±15v，c0=470pf，ri=22k，ci=0.01uf，rf=100k，cf=100pf，r1=r2=3.3k，r3=r4=4.7ω，rext=10ω。
圖5 au6802n1接口電路板
反饋濾波調理電路設計
旋轉變壓器輸出的正余弦信號是不能直接送給rdc的，里面可能含有許多干擾信號，必須經過調理濾波，滿足要求之后，才能送給rdc。反饋調理濾波電路有4個功能：設定輸入增益、抑制共模干擾、過濾外界噪音干擾、檢測s1-s4斷線故障。
輸入增益的選取原則為：根據旋變信號(s1-s4)電壓級別，將信號調整到大概為2-3倍的vp-p，才能送給au6802n1。由此可確定增益g的大小，同時g滿足如下計算公式：
(4)
電阻ri1、ri2選用精度與輸出數據分辨率有關。輸出數據分辨率為10位時，電阻精度≤1%；分辨率為12位時，電阻精度≤0.25%。
電路中, 兩個電容cc的參數相同，起抑制共模干擾信號的作用；電容cn 和兩個ri1電阻構成了低通濾波器，過濾外界噪音干擾，濾波器定時常數由外部環境決定，計算公式為：
(5)
直流電源vext和電阻rbh、rbl起檢測信號線s1-s4斷線故障的作用，取值通常在小于旋變輸出阻抗范圍內盡可能大。
結合表1、公式(4)和(5)，本設計選取反饋濾波調理電路各參數為：ri1=200k/1‰，ri2=20k/1‰，cn=100pf，rh=68k，rl=20k，cc=1000pf。
旋變勵磁信號反饋給r1e、r2e時，必須串入電阻進行分壓，分壓之后的電壓不能超過au6802n1供電電源vcc。本設計取rr1=rr2=240k。此外，當旋轉變壓器信號s1-s3和s2-s4的激勵單元和激勵旋轉變壓器的外部輸入信號r1e與r2e間有相位差，則r/d轉換器的環路增益會相應地下降。通常相位差>10°這可以通過增加電容調節電路相位差。由表1可知，勵磁信號輸入相移<-5°，可以不加電容進行相位補償。
dsp接口電路設計
dsp接口電路為轉速數字信號提供了方便的接口。數據傳送方式分為三種：并行i/o口模式，abz脈沖模式，spi通信模式。本設計采用后兩種方式。由于au6802n1的輸出數字信號為5v電平，dsp為3.3v電平，因此中間需要加入電平轉換芯片，保證電平的匹配。
如圖5所示，為au6802n1硬件接口電路板。提供了四種接口：分別為電源接口、旋變接口、abz脈沖信號接口和spi通信接口。電源接口提供給au6902n1的供電電壓+5v和旋變勵磁供電電壓±15v，旋變信號接口提供旋變勵磁信號和接受正余弦反饋信號，同時該板兼容兩種轉速信號輸出方式：spi通信方式和abz脈沖信號方式，實際應用時可供不同需要靈活選取，且互不沖突，易實現與dsp通信。
仿真與實驗研究
利用saber對au6802n1外圍主電路電路圖進行仿真，激磁調理電路仿真結果如圖6所示。將硬件電路板應用在五對極永磁同步電機驅動系統中，此時試驗中給定旋變勵磁信號為10khz，當電機工作在5000rpm時，測試結果為：圖7為au6802n1接收到的旋變正弦信號和余弦信號波形圖。圖8為au6802n1 以脈沖接口工作模式輸出給dsp控制器后，輸出的實際轉子位置波形圖。由此可見，該硬件電路及其參數設計正確可行。
圖6 激勵調理電路仿真波形
圖7 旋變正余弦信號波形
圖8 轉子位置波形圖
結語
基于多摩川公司的au6802n1所設計的旋轉變壓器信號接口電路簡單可靠，信號輸出模式靈活，與dsp數字信號處理器之間接口方便。通過仿真和實驗可見，該接口電路輸出的位置信號波形品質好，無毛刺并具備很強抗干擾能力，可實現位置檢測，并具有較高的精度，因此本文設計的au6802n1硬件接口電路及其參數正確可行。這在高可靠性和高速運行的交流伺服系統中，具有很高的應用價值
