隨著ADC" title="ADC">ADC的供電電壓不斷降低，且輸入信號擺幅不斷降低，對輸入信號共模電壓的精確控制顯得越來越重要。交流耦合" title="耦合">耦合輸入相對比較簡單，而直流耦合輸入就比較復雜。典型的例子是正交下變頻(混頻器)輸出到ADC輸入的電路設計。混頻器輸出的是差分信號，其共模電壓誤差往往比較大，在送到ADC輸入端之前需要進行濾波并且要把直流電平轉換到ADC輸入所需的電平上。這樣的設計就比較有挑戰性。
在放大器輸出端和ADC輸入端之間，往往需要二階濾波電路。一方面，需要在ADC輸入管腳前面放置電容來吸收ADC內采樣保持電路的開關干擾。另一方面，需要在放大器輸出端放置電阻或電感來隔離這個容性負載，從而確保放大器的輸出穩定。設計二階濾波的目的是獲得更好的濾波特性和截止頻率。如果ADC內部輸入端沒有buffer，例如Intersil的FemtoCharge系列ADC，ADC輸入端會有明顯的周期性(與采樣頻率一致)吸收電流。這樣，確保輸入信號直流電平控制在ADC所需的電平范圍內就顯的非常重要。
新型的全差分放大器(FDA)可以控制輸出差分信號的共模電壓，而這個輸出共模電壓完全與輸入電壓無關。請記住，這是通過在ADC Vcm管腳上輸出特定電壓實現的，與輸入端信號鏈上的共模電壓完全無關。而從FDA輸出到ADC輸入端之間不可避免會有電壓降，這是由于線路上的等效阻抗造成的。這樣，實際到達ADC輸入端的共模電壓不可避免會有一定誤差，誤差大小與ADC輸入電流以及不同器件要求的不同共模電壓相關，存在一定的不確定性。目前大部分的高速ADC都是1.8V供電，所需輸入共模電壓大多在0.4-0.8V之間，而且可以接受的誤差范圍都較小。大多數新推出的ADC都會列出SFDR vs Vcm的曲線，Vcm與Vcm典型值之間不超過+/-200mV。
另外一個問題是：在FDA的直流耦合差分輸出應用中，必然會有共模電流流過放大器反饋電路，在某些FDA型號或者應用中，這個電流會較大，甚至超過混頻器的額定電流，并且/或者反過來對FDA前面的輸入電流的共模電壓產生影響，甚至導致信號飽和。這些問題必須在設計直流耦合ADC輸入電路的時候加以充分考慮。
下圖的設計是一個不錯的替代方案。用兩個電流反饋放大器(CFA)作為信號通路上的放大器，用一個低成本的電壓反饋放大器形成一個反饋網絡來控制信號通路的共模電壓。
圖中從左到右：
下變頻器輸出一個交流差分信號，共模電壓是某個特定的值Vcm1。然后通過一個LC濾波電路來濾除高頻噪聲和鏡像頻率。濾波器由一個小電阻，串聯一個電感，再下拉一個電容形成。濾波器后面是有Rg和Rt組成的阻抗匹配網絡。請別忘了，如果需要保持信號的直流分量，濾波器里面只需要L就可以了。
Rt和Rb不是必需的。Rt>Rg，Rt設置了濾波器端接阻抗的一部分(CFA的負輸入端是低阻抗的，Rg在這里可以看作接地連接)。這個電阻網絡的作用之一是利用混頻器的輸出共模電流在Rg上形成電壓降，從而把共模電壓控制在CFA負輸入端的動態范圍內。很多情況這個電阻網絡不是必須的，而只需要Rg做端接就可以了。不過，Rb的確可以有效的將共模電壓控制在所需要的電平上而不影響交流信號。代價是增大了一點電流。
Rg和Rf共同組成運放的增益。與VFA不一樣，CFA的Rf 值需要參考器件推薦的值。Rf過大，會對運放過補償，降低帶寬，增大電流噪聲。Rf過小，會在輸出端產生過沖。圖中的值是針對EL5167帶寬大于400MHz應用的典型值。
運放輸出端是一對差分RLC濾波器。選擇器件參數時首先是選擇符合ADC輸入特性的電容值。電感值較小更合適，以免電感自身諧振頻率落在濾波器通帶之內。串聯電阻的作用是將運放與其感性/容性負載隔離，保持運放穩定，還能對ADC輸入起到一定的保護作用，避免過大的電流流入ADC，但是會造成一定的信號衰減。最后是一個并聯電阻，實際上ADC內部輸入端也有這樣一個電阻，這兩個電阻并聯將阻值減半。這個電阻感應信號的共模電壓，而又對信號本身不產生影響。這個濾波器為二階低通濾波器，截止頻率102MHz，Q值0.9。這樣信號會有輕微過沖，但是二階-3dB帶寬123MHz。結合KAD5610P-25，雙10bit，250MSPS FemtoCharge ADC，濾波器可以有效的濾除信號鏈及放大器帶來的噪聲。在采樣率250MSPS時，ADC輸入DC電流大約是1.1mA，而從放大器到ADC之間的阻抗為60.4歐姆，那么DC電壓降為6*mV。這個電壓降可以用ISL28113組成的反饋補償網絡來補償。
在±5V供電時，EL5167輸出擺幅為±3.9V。ADC供電為單1.8V。內部的保護二極管在輸入信號超出范圍0.6V以上時打開。60.4歐姆的串聯電阻保證了二極管打開時的電流不超過24mA(正端)和54mA(負端)，這樣可以有效的保護器件不受損壞。
ADC會提供一個Vcm參考電壓輸出。這個功能非常有用，尤其針對多路ADC(比如KAD5610P-25)上電校準，可以消除器件之間的Vcm誤差，讓多路ADC之間的Vcm值保持高度一致，而且精確性很高。將圖中的Vcm2與放大器出路信號上的Vcm進行比較，然后通過ISL28113的反饋網絡，可以實現這個功能。低速的ISL28113 VFA將兩個電壓的差送到高頻CFA的正向輸入端，可以使CFA輸出的Vcm始終與Vcm2保持一致。這樣，我們不再需要考慮混頻器或者其它器件產生的Vcm誤差了。
圖中其它一些器件是可選的或者是針對所選器件的。
Vcm2端接地的1k歐姆電阻是用來下拉的，產生一個下拉電流。由于KAD5610-25只能輸出電流，而運放電路需要雙向電流。下拉電阻可以提供雙向電流。
兩個Ra電阻從運放輸出端連接負電壓，從而產生一個Class A電流。這樣可以減小信號輸出的失真同時又不影響電路的頻率響應。通常，增加一個ClassA下拉電流(<5mA)可以顯著的改善差分信號中的三階諧波失真。不過，這種高階諧波失真在差分架構中本來就比較弱。
VFA輸出端的電壓要通過一個低通濾波器再送到CFA正向輸入端。它是由一個1k歐姆電阻和0.1uF電容組成的。可以有效的濾除信號中的噪聲，20歐姆電阻可以降低系統Q值，保持系統穩定。
混頻器和運放之間的LC濾波器用一個電阻Rg做端接。通常，如果運放是VFA，這個端接電阻會導致濾波器通帶之外運放“虛地”點的等效阻抗增大。但是，如果用CFA，就不會用這個問題。CFA開環增益會在300MHz左右下降，反向輸入端依然可以保持低阻抗，因為CFA內部有開環buffer驅動輸入級，可以保持輸入級的低阻抗。這些buffer的帶寬大于1.5GHz，所以即使信號頻率高于CFA帶寬，負輸入端依然可以保持低阻抗。
這個設計可以支持直流到100MHz頻率。兩個EL5167的功耗一共只有170mV，ISL28113功耗900uW，雙10位，250MSPS ADC的功耗410mW。這個設計具有超低功耗的特點，每通道的總功耗一共376mW。