簡介

有些應用需要穩定的輸出電壓，該電壓可能高于也可能低于輸入電壓范圍。 這是常見于輸入電壓隨時間而變化的電池供電的系統。

常規的方法包括增加電池電壓然后將其降低到所需的值。 這樣可從電池獲取穩定電壓，而不論電池的原始電平如何。

不過，此類方法存在一些缺陷： 增加元件數量和空間、提高成本、降低可靠性并且降低功率傳遞的效率。 在本文中，我們將向您介紹從各種電壓輸入源獲得穩定電壓的更好方法。

能夠執行所需功能的一種轉換器是非絕緣 SEPIC，它是單端初級電感轉換器（Single-Ended Primary Inductance Converter）的首字母縮略詞。 這種轉換器能夠，降低或增加輸入電壓。

本文概要介紹基于美國國家半導體公司 LM2623 比率自適應門控振蕩器的穩壓器控制的 SEPIC 電路的操作。

SEPIC 電路： 操作原理
開關直流/直流轉換器中的所有電感器和電容器波形有直流分量和少量非所要求的交流分量組成，是因開關諧波不完全衰減造成的：
 

其中X(t)可以是電感器或電容器的電流或電壓。 但是，輸出開關紋波, 以及電感器和電容器紋波波形,在任何精心設計的轉換器中應足夠的小，因為產生直流輸出是其主要目的。 因此，在原理上對開關紋波的量值比直流分量小得多的假定是正確的。
 

在該轉換器中提供的一般波形的輸出近似以下表示：

這就是所謂的小紋波近似。
電感器和電容器的定義關系：

讓我們在開關周期 內積分：
 

在穩定狀態下，電感器電流和電容器電壓在一個開關周期內的凈變化必須為零，因此[等式 5] 和[等式 6] 變為：
 

通過將[等式 7] 和[等式 8] 的兩端除以開關周期獲得等效形式：

這表明，在平衡狀態下，平均電感器電壓和電容器電流必須具有零直流分量。

這可以直觀地進行解釋。 如果將直流電壓加于電感器，則流量將持續增加，并且電感器電流將無限增加。 同樣，如果將直流電加于電感器上，則電容器將持續充電，并且它的電壓將無限增加。
等式[等式 9] 和[等式 10] 稱為電感器伏-秒平衡和電容器電荷平衡原理。

到目前為止所推出的原理,班現在應用于推導 SEPIC 電路電感器電流和電容器電壓的穩態直流分量。 還找到電壓和電流紋波的量值。 我們將假定所有元件均是理想的；寄生元件，例如，功率損耗的來源是忽被略的。

在圖 1 中以圖解的形式說明了使用一個開關和一個二極管的 SEPIC 電路的實際情況。

 

此轉換器利用四個動態能量存儲元件：L1 、L2 、C1 和 Cout。

SEPIC 電路的行為強烈依賴于電感器中電流以及電容器中電壓的連續性。 由于存在許多不同的操作模式，因此決定了電感器電流和電容器電壓是連續還是不連續。 盡管所有的模式均可能存在，但常見的操作模式是C1上的電壓連續，而L1和L2是連續傳導， 或斷續傳導。 在本文中，我們將提到電感器中的電流從不為零的案例： 這種操作模式稱為連續傳導模式 (CCM)。 CCM 產生較小的電流紋波，這暗含著在電路的無源元件上存在較低的應力，并且存在較低的電磁干擾。

正如圖 2a 中所描述的那樣，關閉開關時，能量從輸入源傳遞到L1，并從C1傳遞到 。 在此時間內，C2向負載提供必要的能量。 當最終打開開關時，如圖 2b，L1和L2中存儲的能量通過二極管釋放給C1、C2 、 和負載。
 

當開關閉合時（圖 2a），極性隨意定義的電感器電壓和電容器電流如下：
 

根據小紋波近似，我們假定與相應的直流分量Vg、Vc1 、IL2 和Vout 相比，vg、vc1 、iL2 和vouy 的開關紋波量值較小。
 

當開關開啟時（圖 2b），電感器電壓和電容器電流變為：
 

[等式 13] 的小紋波近似輸出：
 

在圖 3 中以圖解方式說明了基于[等式 12] 和[等式 14] 的電感器電壓和電容器電流波形。
 

我們現在將圖 3 波形的直流分量或平均值設為零，以便在轉換器中找到穩態條件：
 

其中， 代表開關的工作周期， 是工作周期的補量，定義為 。 此等式系統的解答可表示如下：
 

為了完成我們的穩態分析，我們將估計電感器電流和電容器電壓的開關紋波量值。 在圖 4 中對這些進行了描述。
 

可以在第一個子區間中通過分析推導波形的范圍：
 

由于我們知道第一個區間的長度和穩態中的波形與它們平均值相對稱，因此我們可以計算紋波量值：
 

這些表達式可用于選擇L1 、L2 、C1 和C2 的值，以便獲取開關紋波量值的所需值。

比率自適應門控振蕩器穩壓器

美國國家半導體公司的 LM2623 是一款開關穩壓器，它包括低端 NMOS 開關，并且設計用于直流/直流轉換器，例如，升壓轉換器和 SEPIC。

正如圖 5 中所描述的那樣，穩壓器的控制模式由啟用振蕩器的滯后比較器組成，它能夠驅動開關。
 

可以參考圖 6 理解器件的基本操作。
 

工作周期取決于由R5 和C3 組成的外部無源網絡。 如果R5 和C3 保持斷開，則默認工作周期大約為 17%。 通過工作周期設置值為超過應用所需的最大值來實現。 系統開關持續，直到輸出電壓到達上限，當輸出到達下限之后系統開關重新開始。 此類操作模式采取所謂的脈沖頻率調制技術。 每個開關周期當電流流經電感器時，電感器每個開關周期存儲更多的能量。 當到達電壓上限時，輸出電壓通常超過所需電壓，因為電感器中存儲的能量正在傳遞給輸出。 當系統再次開始開關時，輸出電壓也將下沖，因為電感器中的能量需要還原。 大輸出電容器和小電感器在這些情況下將減少紋波。 結果系統中產生的開關頻率不是振蕩器頻率，而是由負載和輸入/輸出電壓確定的較低頻率。 這種操作模式在負載大幅變化的應用中非常有用。

輸出電壓通過電阻器RF1 和PF2 然后從而設置輸出電壓。 電容器CF1 將紋波從輸出直接注入比較器。 這樣一旦到達電壓極限，便觸發比較器，從而最小化輸出超載和欠載。

如果負載在各種范圍內不變化，則可以使用 LM2623 的比率自適應功能實現所謂的周期到周期 PFM 操作模式。 此技術用于將轉換器的工作周期與輸入到輸出電壓比率所需的工作周期相匹配。 動態調整工作周期，以便考慮輸出到輸入比率變化。 這樣，電感器中存儲的大多數能量在每個開關周期內傳遞到負載。 通過在每個開關周期內調整接通和斷開的時間來實現調制，以便滿足負載的電流要求。 電感器中的電流絕不會進入零，就如，各種負載變化在滯后操作模式電路中,或工作周期時，輸入到輸出電壓比率不匹配。 結果，與滯后操作模式相比，輸出紋波要低得多。 圖 7 中顯示了經過簡化的比率自適應控制模式方框圖。為簡化起見，我們假定要在轉換器塊中包括開關。
 

可以通過分析圖 8 中所示的振蕩器的體系結構來理解工作周期調制機制。
 

讓我們假定器件已啟用，并且節點 A 開始時非常高，這表示開關處于開啟狀態。 在這種狀態下，節點 D 和 E 分別位于高和低狀態，Coff 通過 N2 放電，P1 和 P2 斷開，N1 處于接通狀態，并且將節點 D 連接至節點 B。 VB=VD呈線性下降，在Iosc 給定的時間常量和Con 的大小下，在 NOT 門開關之前，節點 A、D 和 E 分別變為低、低和高。 在此新狀態下，開關斷開， 通過 P1 放電，N1 和 N2 斷開，而 P2 接通，并且將節點 D 連接至節點 C。Vc=VD 呈線性增加，在Iosc 確定的時間常量以及Coff的大小下，在 NOT 門開關之前，節點 A 再一次變高。

開關頻率由Iosc確定，它是從恒定電流源鏡像的電流，它的電流由Vg和R3 以及兩個電容器的大小設定；如果R5和C3 保持斷開，則通過兩個電容器Con和Coff 間的比率將工作周期設為 17%。

工作周期調制的理想狀態是通過調制流入頻率插針的直流電流，在接通時間內減慢振蕩器，在斷開時間內加速振蕩器。 在開關和頻率插針之前連接的 和 系列的行為類似直流電來源： 當開關接通時，它從頻率插針中排泄電荷，而當開關斷開時，它將其它電荷注入同一個插針。 兩個方向的電荷傳遞的時間常量如下：


隨著轉換器的輸入電壓下降，交流電荷傳遞變為振蕩器電流的更大百分比；結果是工作周期增加。 通過為 τ 選擇相應的值，電荷傳遞量增加，因為振蕩器因輸入下降而減慢。

下面簡要描述為頻率和工作周期調制選擇外部組件的經驗性方法。

VgR3為振蕩器提供直流驅動電流： 當電阻阻值較低時，頻率增加，當輸入電壓值較低時，頻率下降。 在最低值R5時的Vg設置為零，C3增加，直到獲得調制。 C3確定最大電荷傳遞量；較小的R3值需要較大的 值（大于交流電荷傳遞），以便實現相同的工作周期調制百分比。然后R5增加，直到工作周期匹配輸入至輸出比率。 此時，Vg增加到它的最大值。 如果工作周期不足夠下降，則R5將增加，直到工作周期匹配輸入到輸出比率。 輸入再次下降到它的最小值，并且如果工作周期不足夠的高，則C3下降。 此過程將重復，直到時間常量 τ 允許工作周期在整個輸入電壓范圍內相應的變化。

LM2623 的 SEPIC 設計示例

在本節中，我們介紹周期到周期 PFM 調制模式的 SEPIC 設計示例，具有以下規范：
 

標稱最大和最小工作周期如下：
 

外部無源網絡的分量等于：
 

這些分量設置介于 1.6MHz 和 1.8MHz 之間的開關頻率，并且允許工作周期在最小和最大所需值之間變化。

SEPIC 中的電感器大小通常選定為限制流入它們的峰值到峰值紋波電流，并且維護持續的傳導模式。 最好選用后者，因為它導致較低的電磁干擾。 最大電流紋波通常設置介于流經每個電感器的平均電流的 30% 和 50% 之間。 作為起點，我們選擇 40% 的值來估計電感的值：
 

其中η是正確的因素，因寄生效應將考慮功率損耗。
我們選擇L1=L2=15UH，它可以處理下列最大峰值電流：
 

此應用中開關的最大電壓和電流應力如下：
 

L
M2623 內的開關分別具有 2.2A 的最低電流極限和 14V 的最大電壓能力。

當開關關閉時輸出二極管開啟，并且提供電感器電流的路徑。 選擇整流器二極管的重要標準包括： 開關迅速、擊穿電壓、額定電流和較低的正向電壓降，以最小化功率消耗。 最佳的解決方案是肖特基二極管。 擊穿電壓必須大于最大輸入電壓和輸出電壓，并且應為順態和尖峰添加一些容限。 額定電流至少應等于這兩個電感器中最大峰值電流的和： 通常，額定電流將比較高，因為功耗和結溫限制支配著器件的選擇。 對于我們的示例，我們選擇額定電流為 3A，擊穿電壓為 40V 的肖特基二極管。

電容器的功能是在它們的電場中存儲能量；因此，從質量方面看，電容器的功能是嘗試保持恒定電壓。 SEPIC 電容器C1在開關時間內為電感器L2提供能量。 假定最大電壓降為5%，則C1的計算值等于：
 

所選的電容器必須能夠處理 rms 紋波電流：
 

最后，我們分別為C2和Cin 選擇 鉭電容器100UF 和22UF 陶瓷電容器。
兩個電容器的 rms 電流能量必須等于：
 

有時候并行放置輸出電容器 陶瓷電容器非常有用，可以旁通高頻諧波。
圖 9 中顯示了整個電路；圖 10-13 顯示了兩個電感器在不同輸入電壓下的實驗性電流波形。
 

圖 10： Vg=3.0V 時 L1 開關信號的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
 

圖 11： Vg=3.0V 時 L2 開關信號的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
 

圖 12： Vg=4.2V 時 L1 開關信號的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div
 

圖 13： Vg=4.2V 時 L2 開關信號的電流波形。 1) VSW, 2V/div, DC; 2) 電感器電流，100mA/div, DC; T= ns/div

結論

盡管 SEPIC 拓撲結構比其它拓撲結構在開關和二極管上設置更高的應力，但無需使用變壓器實現電壓轉換，而是通過成本較低的電感器。 此類轉換器在需要真正停機的升壓應用中也非常有用，因為通過藕合電容器對輸入和輸出電壓進行直流絕緣。

提供了美國國家半導體公司的 LM2623 穩壓器的 SEPIC 設計示例。 如果負載在一段范圍內不變化，可以通過外部分量修復開關頻率并允許工作周期隨輸入變化而變化。 這樣，轉換器的行為類似于典型的 PWM 調制轉換器，該轉換器的差別就是無需任何補償，因為 PFM 體系結構非常穩定。