1、引言
隨著能源效率和環保的日益重要，人們對開關電源待機效率期望越來越高，客戶要求電源制造商提供的電源產品能滿足BLUE ANGEL,ENERGY STAR, ENERGY 2000等綠色能源標準，而歐盟對開關電源的要求是：到2005年，額定功率為0.3W~15W，15W~50W和50W~75W的開關電源，待機功耗需分別小于0.3W，0.5W和0.75W。而目前大多數開關電源由額定負載轉入輕載和待機狀態時，電源效率急劇下降,待機效率不能滿足要求。這就給電源設計工程師們提出了新的挑戰。
2、開關電源功耗分析
要減小開關電源待機損耗，提高待機效率，首先要分析開關電源損耗的構成。以反激式電源為例，其工作損耗主要表現為：MOSFET導通損耗
MOSFET寄生電容損耗
開關交疊損耗，PWM控制器及其啟動電阻損耗，輸出整流管損耗，箝位保護電路損耗，反饋電路損耗等。其中前三個損耗與頻率成正比關系，即與單位時間內器件開關次數成正比。
在待機狀態，主電路電流較小，MOSFET導通時間ton很小，電路工作在DCM模式，故相關的導通損耗，次級整流管損耗等較小，此時損耗主要由寄生電容損耗和開關交疊損耗和啟動電阻損耗構成。
3、提高待機效率的方法
根據損耗分析可知，切斷啟動電阻，降低開關頻率，減小開關次數可減小待機損耗，提高待機效率。具體的方法有：降低時鐘頻率;由高頻工作模式切換至低頻工作模式，如準諧振模式(Quasi Resonant，QR)切換至脈寬調制(Pulse Width Modulation，PWM), 脈寬調制切換至脈沖頻率調制(Pulse Frequency Modulation, PFM);可控脈沖模式(Burst Mode)。
3.1 切斷啟動電阻
對于反激式電源，啟動后控制芯片由輔助繞組供電，啟動電阻上壓降為300V左右。設啟動電阻取值為47kΩ，消耗功率將近2W。要改善待機效率，必須在啟動后將該電阻通道切斷。TOPSWITCH，ICE2DS02G內部設有專門的啟動電路，可在啟動后關閉該電阻。若控制器沒有專門啟動電路，也可在啟動電阻串接電容，其啟動后的損耗可逐漸下降至零。缺點是電源不能自重啟，只有斷開輸入電壓，使電容放電后才能再次啟動電路。而圖1所示的啟動電路，則可避免以上問題，而且該電路功耗僅為0.03W。不過電路增加了復雜度和成本。
圖1 UC3842反激式電源啟動電路
3.2 降低時鐘頻率
時鐘頻率可平滑下降或突降。平滑下降就是當反饋量超過某一閾值，通過特定模塊，實現時鐘頻率的線性下降。POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片內置了這樣的模塊，能根據負載大小調節頻率，圖2所示是SG6848時鐘頻率與其反饋電流的關系。
圖2 SG6848反饋電流與時鐘頻率的關系
突降實現方法如圖3：以UCC3895為例，當電源處于正常負載狀態時，Q1導通，其時鐘周期為：
當電源進入待機狀態時，Q1關閉，時鐘周期增大為
即開關頻率減小。開關損耗降為降頻前的
(小于1)倍。L5991和Infineon公司的CoolSet F2系列已經集成了該功能。
3.3 切換工作模式
3.3.1 QR→PWM
對于工作在高頻工作模式的開關電源，在待機時切換至低頻工作模式可減小待機損耗。例如，對于準諧振式開關電源(工作頻率為幾百kHz到幾MHz)，可在待機時切換至低頻的脈寬調制控制模式PWM(幾十kHz)。
IRIS40xx芯片就是通過QR與PWM切換來提高待機效率的。圖4是IRIS4015構成的反激式開關電源，重載時，輔助繞組電壓大，R1分壓大于0.6V，Q1導通，輔助準諧振信號經過D1,D2,R3,C2構成的延時電路到達IRIS4015的FB腳，內部比較器對該信號進行比較，電路工作在準諧振模式。當電源處于輕載和待機時候，輔助繞組電壓較小，Q1關斷，諧振信號不能傳輸至FB端，FB電壓小于芯片內部的一個門限電壓，不能觸發準諧振模式，電路則工作在更低頻的脈寬調制控制模式。
圖4 由IRIS4015構成的QR/PWM反激式電源電路
3.3.2 PWM→PFM
對于額定功率時工作在PWM模式的開關電源，，也可以通過切換至PFM模式提高待機效率，即固定開通時間，調節關斷時間，負載越低，關斷時間越長，工作頻率也越低。圖5是采用NS公司的LM2618控制的Buck轉換器電路和分別采用PWM和PFM控制方法的效率比較曲線。由圖可見，在輕載時采用PFM模式的電源效率明顯大于采用PWM模式時的效率，且負載越低，PFM效率優勢越明顯。將待機信號加在其PW/引腳上，在額定負載條件下，該引腳為高電平，電路工作在PWM模式，當負載低于某個閾值時，該引腳被拉為低電平，電路工作在PFM模式。實現PWM和PFM的切換，也就提高了輕載和待機狀態時的電源效率。
通過降低時鐘頻率和切換工作模式實現降低待機工作頻率，提高待機效率，可保持控制器一直在運作，在整個負載范圍中，輸出都能被妥善的調節。即使負載從零激增至滿負載的情況下，能夠快速反應，反之亦然。輸出電壓降和過沖值都保持在允許范圍內。
3.4 可控脈沖模式(Burst Mode)
可控脈沖模式，也可稱為跳周期控制模式(Skip Cycle Mode)是指當處于輕載或待機條件時，由周期比PWM控制器時鐘周期大的信號控制電路某一環節，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效，如圖6所示。這樣即可實現恒定頻率下通過減小開關次數，增大占空比來提高輕載和待機的效率。該信號可以加在反饋通道，PWM信號輸出通道，PWM芯片的使能引腳(如LM2618,L6565)或者是芯片內部模塊(如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch系列芯片)。
NCP1200的內部跳周期模塊結構見圖7，當反饋檢測腳FB的電壓低于1.2V(該值可編程)時，跳周期比較器控制Q觸發器，使輸出關閉若干時鐘周期，也即跳過若干個周期，負載越輕，跳過的周期也越多。為免音頻噪音，只有在峰值電流降至某個設定值時，跳周期模式才有效。
圖7 NCP1200跳周期模塊結構
而FSD200則是通過控制內部驅動器實現可控脈沖模式，即將
腳的反饋電壓與0.6V/0.5V遲滯比較器比較，由比較結果控制門極驅動輸出，其結構可見圖8。我們可根據此原理用分立元件實現普通芯片的Burst Mode功能，即檢測次級電壓判斷電源是否處于待機狀態，通過遲滯比較器，控制芯片輸出，電路如圖9所示。
控制反饋通道是實現一般PWM控制器的可控脈沖模式的方法之一。其電路可見圖10，
是
反饋信號，當Burst Signal為低電平時，Q1關斷，
電路正常工作，當Burst Signal為低電平時，Q1導通，R1被短路，
流過Q1
被拉高至
-0.6V，反饋信號
不能反映在
上，控制器因此輸出低電平。
另外對于有使能腳的PWM控制器，如L6565等，用可控脈沖信號控制使能腳使控制芯片有效或失效，也可以實現Burst Mode，上述Burst Signal可由圖1中所示的遲滯比較器產生。
圖10 控制反饋通道的Burst Mode
4 存在的問題
以上介紹的降頻和Burst Mode方法在提高待機效率的同時，也帶來一些問題，首先是頻率降低導致輸出電壓紋波的增加，其次如果頻率降至20kHz以內，可能有音頻噪音。而在Burst Mode的OFF時期內，如果負載激增，輸出電壓會大大降低，如果輸出電容不夠大，電壓甚至可能降低至零。如果增大輸出電容，以減小輸出電壓紋波，則會導致成本增加，并會影響系統動態性能。因此必須綜合考慮。