2002年2月,美國聯(lián)邦通信委員會( FCC)為超寬帶無線通信系統(tǒng)規(guī)劃了3.1 - 10.6GHz的頻譜資源,引起了全球性的研究熱潮。超寬帶技術(shù)具有低功耗、高數(shù)據(jù)傳輸速率、抗干擾性強等優(yōu)點。
超寬帶低噪聲放大器是超寬帶無線接收前端系統(tǒng)中的第一個模塊。它影響著整個系統(tǒng)的帶寬、噪聲、功耗等性能。本文設(shè)計的CMOS低噪聲放大器適用于工作頻段為3～5GHz的超寬帶系統(tǒng)。文章從LNA結(jié)構(gòu)的選取開始,然后進行電路分析與設(shè)計及仿真,最后對仿真結(jié)果進行分析和總結(jié)。
1 超寬帶LNA結(jié)構(gòu)選取
傳統(tǒng)的寬帶LNA的設(shè)計中,常采用分布式和平衡放大器技術(shù)。此兩者為了獲得較好的寬頻特性和輸入匹配,需要消耗較大的直流功耗。因此,不適合應(yīng)用于UWB系統(tǒng)。
目前,在超寬帶LNA設(shè)計中應(yīng)用較多的是帶通濾波器輸入匹配結(jié)構(gòu)和并聯(lián)電阻負反饋結(jié)構(gòu)。
前者擁有較大的帶寬、平坦的增益和良好的噪聲性能。但需要在輸入端加入階數(shù)較高的帶通濾波器以展寬頻帶。后者通過引入電阻反饋回路,降低輸入端品質(zhì)因子,從而擴展頻帶。本文以后者為基礎(chǔ),采用噪聲消除技術(shù)優(yōu)化噪聲系數(shù)。圖1給出了所采用電路結(jié)構(gòu)的示意圖。
圖1中,電路的主放大部分是并聯(lián)負反饋Cas2code結(jié)構(gòu)。C1、C2 和C3 為片內(nèi)隔直電容, Rf 為反饋電阻, Cf 為反饋回路上的隔直電容。Lg 和L1 為窄帶LNA的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。M1 是共源結(jié)構(gòu),為主放大管,電路的噪聲系數(shù)和輸入匹配取決于該管。M2為共柵結(jié)構(gòu),主要作用是提供較大的反向隔離度和抑制M1 的密勒效應(yīng)。L2、Rd 和Cd 采用并聯(lián)結(jié)構(gòu)形成低Q值負載擴展輸出帶寬。M3 和M4 構(gòu)成源極跟隨器,形成輸出級。M1、M2、M3、M4 共同構(gòu)成前饋噪聲消除結(jié)構(gòu)。圖1 中省略了偏置電路, Vbias_1、Vbias_2為偏置電壓。
圖1 低噪放電路結(jié)構(gòu)示意圖
2 電路分析與設(shè)計
2. 1 寬帶輸入匹配分析
在圖1中,除去輸出緩沖器M3 管。由于M1、M2 和L1 形成的電感退化結(jié)構(gòu)將輸入電壓轉(zhuǎn)化為輸出電流,故可等效成跨導(dǎo)為Gm 的跨導(dǎo)級。由此可得主放大電路的小信號等效電路,如圖2所示。Gm級的等效可參見文獻[ 5 ]。這里將M2 看作理想電流傳輸器,忽略其二級效應(yīng), 以得到有意義的結(jié)論。
圖2中, Cgs1為M1 的柵源電容, Z4 ( s)為M4 前饋回路的輸入阻抗, L2、Rd 和Cd 組成負載阻抗。Gm1為M1 的跨導(dǎo)。對圖2中X 點的對地阻抗分析可知:
其中：
M4 前饋回路的輸入阻抗可表示為:
因此LNA的輸入阻抗表達式為:
由于式(9)過于復(fù)雜,故用Matlab數(shù)值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數(shù)的條件下,得到圖3的計算結(jié)果。可見在3～5 GHz范圍內(nèi), Zin的實部非常接近50Ω,同時其虛部在4. 2 GHz附近等于0,而且Zin的幅值距離50Ω亦不遠。這說明電路完成了寬帶輸入匹配。窄帶LNA的設(shè)計可參見文獻[5 ],這里僅給出晶體管尺寸和Lg、L1 的取值:M1 =M2 =320μm /0. 18μm, Lg =2. 6 nH, L1 =0. 32 nH。
圖2 核心電路小信號等效電路圖
圖3 Zin的Matlab仿真結(jié)果
2. 2 增益分析
對圖2進行分析和推導(dǎo),可得到主放大電路的增益Amain ( s)的表達式:
式中, Zinx ( s)是X 處的對地阻抗。為加大電路增益可采取增大等效跨導(dǎo)Gm ,加大負載阻抗ZL 等辦法。但Gm , ZL 等參數(shù)均與頻率有關(guān),這些參數(shù)的變化會影響增益平坦度,所以設(shè)計時需折衷考慮。
為了進一步提高主放大電路的增益,在輸出緩沖器M3 的柵極前串聯(lián)電感L3, 其增益提升原理可用圖4 ( a)所示的放大器等效模型加以解釋。CLoad可以看作是M3 的輸入電容。圖4 ( b)為模型的小信號等效電路。分析小信號等效電路的增益有:
由式(12)和式( 13)可知, 電感L3 的引入達到了提高增益的目的。當L 與CLoad在ω2 處諧振時有:
圖4
寬帶LNA中的輸出負載需要采用低Q 值電路。
圖4 (c)為輸出負載,圖4 ( d)為輸出負載的等效電路,Cout為放大電路的輸出電容。負載Q值可表示為ωRp(Cp +Cout )。使L2 與(Cp +Cout )諧振在所需要的頻點(ω1 ) ,再選擇合理的Rp 值,使Q值滿足帶寬要求即可。
由式(14)和對輸出負載的分析知,電路增益將出現(xiàn)兩個峰值頻點即ω1 和ω2。因此合理選擇Cd 和L3 的值,可以獲得良好的增益平坦度。通過仿真, 選取L2 =4. 6 nH, Rd =575Ω, Cd =5. 4 pF, L3 =715 nH。
2. 3 噪聲抵消分析
分析圖5 可知, Cascode結(jié)構(gòu)的噪聲電流Ini流過反饋阻抗ZF ( s) 、電感Lg 和Rs ,在M1 的柵極和M2 的漏極分別產(chǎn)生兩個相位相近但幅度不同的噪聲電壓VZ, ni和VY, ni。如果通過反相放大器M4 將VZ, ni放大,通過同相放大器M3 將VY, ni放大后在輸出端疊加,就可以將Ini在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓Vout, ni減小,而輸入信號將被分別放大后疊加 。VZ, ni、VY, ni和Vout, ni由式(15) (16) (17)表示:
其中M3、M4 的增益為:
定義等效噪聲阻抗:
圖5 噪聲消除技術(shù)原理圖
由于式(20)過于復(fù)雜,故用Matlab數(shù)值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數(shù)的條件下,得到圖6的計算結(jié)果。如圖6所示, Rout, ni在高頻段的幅值較低,而且隨著L4 的增加Rout, ni的幅值逐漸減小。因此增加L4 可以改善LNA的高頻噪聲性能。兼顧噪聲抵消和輸出匹配的要求,通過仿真,選取L4 =616 nH, Rf = 1 kΩ, Cf = 0. 9 pF,M3 = 45μm /0. 18μm,M4 =90μm /0. 18μm。
圖6 Rout, ni的Matlab仿真結(jié)果
3 仿真結(jié)果
對于本文設(shè)計的3 - 5 GHz超寬帶低噪聲放大器,采用SM IC 0. 18 - μm RF CMOS 工藝, 使用ADS2008進行仿真,電源電壓為1. 8 V,核心電路和輸出緩沖級分別消耗電流9 mA和2. 4 mA,電路總功耗約為20. 5 mW。如圖8所示,電路輸入輸出匹配良好,反向隔離度合格。圖7 中,“方格”標識的曲線為L3 = 0時的S21 ,“圓圈”標識的曲線為L4 =115 nH時的噪聲系數(shù)。可見, L3 有效地增加了工作頻段內(nèi)的增益,同時補償了高頻增益損失,使最大增益從15 dB提升至18 dB,這與本文式(12) 、式(13)和式(14)的分析是一致的。對比兩條噪聲系數(shù)曲線知,在3. 5 - 5 GHz頻段內(nèi),噪聲消除技術(shù)均提供了不同程度的噪聲優(yōu)化,最大噪聲系數(shù)從大于3 dB下降至2. 84 dB,這與本文對圖6的分析是一致的。
如圖9所示,電路在4. 5 GHz取得- 12. 9 dBm 的IIP3。表1是超寬帶LNA性能參數(shù)匯總及對比。
表1 性能參數(shù)匯總及對比
圖7 S21和噪聲系數(shù)仿真結(jié)果
圖8 S參數(shù)仿真結(jié)果
圖9 輸入三階截斷點仿真結(jié)果
4 結(jié)論
本文基于SM IC 0. 18μm RF CMOS工藝,設(shè)計了可以工作于3～5 GHz頻段的超寬帶低噪聲放大器。對電路的輸入匹配和增益進行了分析,對噪聲消除技術(shù)進行了推導(dǎo)。仿真結(jié)果表明,該放大器在工作頻帶內(nèi)的各項指標滿足超寬帶系統(tǒng)應(yīng)用。
