一個多功能二階通用濾波器，能同時或分別實現低通、高通和帶通濾波，也能設計成一個正交振蕩器。電路的極點頻率和品質因數能夠獨立、精確地調節。電路使用4個運放">集成運放、2個電容和11個電阻，所有集成運放的反相端虛地。利用計算機仿真電路的通用濾波功能、極點頻率和品質因數的獨立控制和正交正弦振蕩，從而證明該濾波器正確有效。
通用二階濾波器有兩種形式，一種是TT(Tow-Thomas)濾波器，另一種是KHN(Kerwin-Huelsman-Newcomb)濾波器。與TT濾波器相比，KHN濾波器不僅能直接實現低通和帶通濾波，還能實現高通濾波，應用廣泛，是現代電流模式濾波器設計的基礎。然而KHN濾波器屬于單輸入、三輸出的通用濾波器，不能實現三輸入、單輸出通用濾波。由于電阻比有限，因此其Q值不能太高。三個集成運放中，有一個運放的反相端不滿足虛地，則對運放提出較高要求。
鑒于KHN濾波器在現代電流模式電路中的地位，提出了另一種形式的KHN濾波器，它不僅能實現單輸入、三輸出的通用濾波，也能實現三輸入、單輸出通用濾波，電路的極點頻率和品質因數能夠被獨立、精確的調節，電路也能被修飾成一個正交振蕩器。電路包含4個通用集成運放、2個電容和11個電阻，且所有運放的反相輸入端均虛地。
1 電路原理
圖1給出了由四運放構成的多功能電壓模式二階電路，其中有1個大反饋環和2個小反饋環。
圖1 四運放多功能二階電路
設R1=R2=R，C1=C2=C，R5=R6，使用MASON公式，可得到三環路的增益和為
電路的行列式為
電路的極點頻率和品質因數分別為
式(3)表明，通過同步調整R1、R2，可實現極點頻率的獨立調節，而不影響品質因數。式(4)表明，通過調整R4、R3的電阻比，可實現品質因數的獨立調節，而不影響極點頻率，從而實現二者的正交調節。值得注意的是，通過調整R4／R3，很容易實現高Q電路，特別是當R4=R 3，Q=∝，這意味著電路變成了一個正弦振蕩器，其頻率可由R、C調節。
若Vo3=Vo，則從電壓源Vi1、Vi2、Vi3到輸出端Vo的前向通道增益分別為
，由MASON公式知，相應的傳輸函數為
由式(5)、式(6)、式(7)可知，若Vo3是輸出，則Vi1是低通輸入，Vi2是帶通輸入，Vi3是高通輸入。圖1所示電路是從一個端口輸出信號，從3個端口輸入信號的雙二次節，分別實現了低通、帶通和高通二階濾波。相應的增益常數分別為GL=-1，GB=Q，GH=-1。
如果Vi3=Vi，則從Vi到輸出端Vo3、Vo1的前向通道增益分別為-1和1／sRC，
從Vi到輸出端Vo2的前向通道增益和為
，相應的傳輸函數為
若取R4/R3-1=1，則由式（8）、式（9）可得
由式(8)、式(9)可知，若Vi3是輸入，則Vo3是高通輸出，Vo1是帶通輸出。式(10)、式(11)說明，Vo2并不是低通輸出，當滿足條件R4／R3-1=1時，Vo1+Vo2才是低通輸出，這是一個值得注意的問題。所以圖1電路也能從一個端口輸入信號，從多個端口輸出信號的雙二次節，同時實現了高通、帶通和低通二階濾波。相應的增益常數分別為GB=-1，GB=Q，GL=-1。
2 計算機仿真
為了驗證電路的正確性，在EWB5．O平臺上創建圖1電路，其中集成運放選用通用運放μA741，這里僅仿真單輸入、三輸出濾波器。取R1= R2=R=10 kΩ，C1=C2=C=10 nF，R5=R6=1O kΩ，R4=20 kΩ，R3=10 kΩ，則理論給出fo=1．591 5 kHz，Q=1，GB=-1，GB=1，GL=-1。仿真結果如圖2所示。用EWB5．0提供的指針可測得：fo=1．584 9 kHz，Q=1．011 3，GH=-1，GB=1．011 3，GL=-1。
圖2 單輸入、三輸出二階濾波器的仿真結果
為了說明電路的品質因數受電阻比R4／R3，控制，仍取R1=R2=R3=R5=R6=10 kΩ，C1=C2=10 nF，使R4分別為12．5、15、17．5、20 kΩ時，理論給出fo=1．591 5 kHz，Q分別為4、2、1．33、1。用EWB5．0可測得fo=1．629 8 kHz，Q分別為4．069 O、2．031 3、1．350 3、1．010 8，仿真結果如圖3所示。
圖3 品質因數與R4/R3關系的仿真結果
為了說明電路的極點頻率受R1、R2控制，且與R4、R3無關，取R3=R5=R6=10 kΩ，R4=20 kΩ，C1=C2=10nF，使R1=R2=R，分別為1、10、100kΩ時，理論給出Q=1，fo為15．915、1．591 5、0．15915kHz，帶通濾波器的頻率特性如圖4所示。用EWB5．0可測得fo分別為16．3789、1．637 9、0．163 789 4 kHz時，相應的Q分別為1．142 7、1．010 3、0．999 5。顯然頻率較高時，出現了Q增強現象，這是由于運算放大器的有限增益帶寬積造成的。
圖4 極點頻率與R關系的仿真結果
理論上，當R4=R3，電路變成了振蕩器，仿真結果表明R4要稍小于R3，才能維持振蕩。取R1=R2=R3=R5=R6=10 kΩ，C1=C2=10 nF，當R4= 9．9 kΩ<R3=10 kΩ，電路振蕩，由于Vo2比Vo1超前90°，所以Vo2和Vo1是兩相正交正弦波。理論給出fo=1．5924kHz。仿真結果如圖5所示。實測fo=1．558 8 kHz。造成頻率下移的原因是運算放大器的有限增益帶寬積。造成波形失真的原因是無限幅電路，只要給積分器增加二極管限幅電路，即可改善波形。可見計算機仿真結果與理論設計基本一致，說明所設計電路正確有效。
圖5 正交正弦振蕩器的仿真結果
3 結論
使用4個通用集成運放、2個電容和11個電阻，設計二階通用濾波器，其參數設置如下：fo=1．591 5 kHz，Q=1，GB=-1，GB=1；GL=-1。該電路既可單輸入、多輸出同時實現低通、帶通和高通濾波，也可以多輸入、單輸出分別實現低通、帶通和高通濾波。電路除具有低的靈敏度外，還具有以下特點：1)電路的極點頻率和品質因數能獨立調節，容易獲得高Q濾波；2)所有集成運放的反相輸入端虛地。因而承受的共模電壓為O，對運放的要求不高；3)電路還可被調節成一個頻率可調的正交正弦振蕩器。