1引言
有源功率因數校正（APFC" title="APFC">APFC）技術能夠實現各種電源裝置" title="電源裝置">電源裝置網側電流正弦化，把非線性負載變換成為一個等效純電阻，使功率因數接近1，極大地減少了電流的高次諧波，消除了無功損耗，減小了電磁干擾（EMI）。目前已進入商業實用階段。由于是在電網和電源裝置之間串聯插入的功率校正裝置，因此功率因數校正裝置的可靠性和電效率顯得尤為重要。能夠實現功率因數校正的電路有多種，在功率較大的場合，BOOST" title="BOOST">BOOST電路具有許多優點而得到了廣泛的應用[1]。但是，單相BOOST型PFC硬開關變換器工作于電流連續模式（CCM）時，由于BOOST二極管的反向恢復，功率開關器件將產生很大的開通損耗（這部分損耗將占PFC電路總損耗的30％）[2]。同時產生很大的干擾。這不僅降低了功率，更為嚴重的是，由于損耗引起溫升，降低了可靠性。所以在大功率時，硬開關BOOST電路存在嚴重的缺陷[1]。零電壓" title="零電壓">零電壓過渡（ZVT）技術應用于BOOST電路很好地解決了二極管反向恢復問題。但是其輔助管工作于硬關斷狀態，將產生較大的關斷損耗。
2改進型ZVT－BOOST電路的原理
為了減少ZVT－BOOST電路輔助管的關斷損耗，在輔助管上加入無損吸收電路，實現輔助管的軟關斷。電路如圖1所示，圖中C1、VD1就是關斷時的無損耗吸收電路。
電路的工作有八個階段組成，如圖2所示。
Mode1,t0－t1階段：t0時刻輔管Sr受控開通，流過BOOST二極管VD的電流iD開始向輔管Sr、輔助電感Lr換流。LrdiLr/dt=U0，直至iLr=iL,iD=0。
Mode2,t1－t2階段：BOOST二極管VD電流過零關斷，諧振電容Cr(包括主管S的內部電容)和輔助電感Lr諧振，iLr繼續上升，Ucr下降。
當Uin>Ucr時，BOOST電感L中的電流iL開始上升。
Mode3,t2－t3階段：Ucr下降為零，主管S的內部反并聯二極管導通，主管S的端壓被鉗位于－0.7V。
Mode4,t3－t4階段：在零端壓下主管S受控開通，iL流入S：LdiL/dt=Uin，同時輔管Sr受控關斷，iLr向吸收電容C1以及輔管Sr內部電容Cds諧振充電：LrdiLr/dt=Ucl=UCds,(C1＋Cds)dUcl/dt=iLr。
由于增加了吸收電容C1，所以輔管Sr關斷時電壓上升的速度變慢，實現了關斷緩沖。
Mode5，t4－t5階段：當Ucl=Ucds=UO時，VD2導通，Ucl、Ucds被箝位于UO，Lr通過已開通的主管S向負載釋放能量，直至iLr=0。
Mode6,t5－t6階段：iLr下降為零，VD1、VD2、VD3因電流過零關斷，iL通過導通的主管S繼續上升。
Mode7,t6－t7階段：主管S受控關斷，iL向Cr充電，Ucr上升；由于Ucl＋Ucr=UO,Ucr上升使Ucl下降（也就是iL向C1反向充電，VD2導通）。直至Ucr=UO,Ucl=0,使輔管Sr的緩沖電容C1電壓無損回零，實現
圖1改進型ZVT－BOOST電路
（a）Mode1 (b)Mode2
（c）Mode3 (d)Mode4
（e）Mode5 (f)Mode6
（g）Mode7 (h)Mode8
圖2電路工作的八個階段
圖3電路工作的原理波形
了無損吸收，可以看出，C1對主管S關斷也起到了關斷緩沖的作用。
Mode8,t7－t8階段：BOOST二極管VD開通，并保持Ucr=UO,Ucl=0。
電路進入下一周期。圖3給出了電路的主要波形。
可以看出，改進型ZVT－BOOST電路的主管在零電壓下開通。關斷時，并聯電容減少了關斷損耗。輔管由于增加了緩沖吸收電容C1，減少了關斷損耗。而且吸收電路的能量（1/2）C1U2o向負載釋放，沒有造成損耗。因此，無損吸收進一步降低了原來ZVT－BOOST電路的損耗。
3仿真結果
對圖1電路用PSPICE進行仿真，選用參數為：L=600μH，Cr=1000pF,Lr=20μH,C1=1nF,Cds=400pF,Uin=200V(DC),UO=400V,RO=82Ω。圖4給出了仿真結果。
4主要參數的設計
把改進型ZVT－BOOST電路運用于PFC，設計指標：Pin=4.0kW,Uin=220V,Uo=400V,fs=50kHz,PF>0.99,輸入電流脈動<10％ 。
(1)BOOST電感L
L的選取應滿足輸入電流紋波" title="紋波">紋波的要求，根據SPWM的調制原理，不難得到[4]。
式中，Uin(pk)為輸入電壓的峰值；△I為最大輸入電流紋波。
（2）輸出濾波電容Co
對輸入、輸出瞬時功率進行分析，可以看出輸出電壓Uo包含有兩倍網頻（即100Hz）的紋波，為了使Uo滿足設計要求（脈動<5％ ） ，
（3）諧振參數Lr、Cr
由前述原理可知，為了保證主管零電壓開通，主管的開通時刻應比輔管延時一段時間td,
td≥t2－t1=t10＋t21(4)
式中，t10為iL從VD換向Sr所需的時間，
t10=t1－t0=Lr·iLmax/Uo(5)
其中iLmax應取最大輸入電流并考慮其紋波。
其中Tr為諧振周期。
改進型ZVT－BOOST電路由于給輔管增加了無損吸收電路（緩沖強度可按強型設計），大大減小（甚至消除）了關斷損耗，進一步減小整個電路的損耗。
圖4PSPICE仿真結果
圖5改進型ZVT—BOOST電路實驗波形
設計時，諧振頻率fr一般取開關頻率fs的5～10倍。過高，則諧振電流峰值太大；過小，則td過長，主電路不能利用的占空比太大，造成輸入電流的畸變和輸出電壓的不穩。Cr的選取應有利于減少主管的關斷損耗和不引起過大的諧振峰值電流。由于C1同樣對主管起到了關斷緩沖吸收的作用，因此Cr的值可取小，甚至不用外接。取Cr=1000pF(包括主管內部輸出電容)、Lr=20μH，td=2μs。
（4）吸收電容C1
C1取大有利減小主管和輔管的關斷損耗，但過大，則會造成L中的能量不足以使UC1恢復回零，起不到緩沖的作用，實驗中取C1=1nF。
5實驗結果與結論
(a)主管驅動與主管端壓波形 (b)PFC電路輸入端電壓、電流波形
圖5給出了采用改進型ZVT－BOOST電路實現PFC的實驗波形。