1引言

　　對于較小功率的變換器，若采用復雜的功率因數" title="功率因數">功率因數校正電路來提高源側功率因數，會導致成本增加，失去應用價值。本文所討論的電路為采用升壓電感和雙正激電路組合的方式，完成功率因數校正和功率輸出。

2電路原理

　　電路原理圖如圖1所示。圖中L1，VD2，VD3，開關管" title="開關管">開關管S1和儲能電容C1組成了一個工作于DCM(電流斷續工作方式)的升壓（BOOST）變換器。

圖1電路原理圖

　　該電路采用一塊UC3845作為控制芯片，反饋信號來自輸出端。UC3845的驅動信號經過一個小變壓器，變為兩路同相位的驅動信號，分別驅動兩只開關管S1和S2。由于沒有電流取樣，電路只能工作于DCM方式，否則電路中電流會失控。該電路首先要保證輸出穩壓，故占空比" title="占空比">占空比變化不大，電流波形如圖2所示。

圖2電流斷續控制模式（DCM）

　　在DCM方式下，每一開關周期T內，輸入電流的峰值ip為：

ip=Uin×D×T/L1(1)

式中:D—占空比T—開關周期

Uin—輸入電壓L1—輸入電感

在每一開關周期T內平均輸入電流iave為：

iave=ipD=UinD2T/L1（2）

　　由于開關頻率足夠高，可以認為在一個開關周期內Uin是不變的。當占空比和開關頻率不變時，輸入電流的平均值正比于輸入電壓，它可以自動"跟蹤"輸入電壓呈正弦波形，從而起到功率因數校正的作用。

　　在DCM方式下，應滿足：

Uin×ton≤(Uc－Uin)×toff（3）

式中:Uin—輸入電壓；ton—導通時間；

Uc—電容C1電壓；toff—關斷時間。

當上式取等號時，有最大占空比

Dmax=ton/(ton＋toff)=(Uc－Uin)/Uc（4）

電容電壓Uc受電容器耐壓值及成本的限制，不能取得太高，這里取430V。根據國內電網的情況，當輸入電壓有效值為260V時，占空比Dmax=(430－260×1.414)/430=14.5％?？梢?，這時的占空比很小，這會加大主電路開關管的損耗，同時要求儲能元件的容量很大，元器件利用率低，整體效率低。

　　為了提高占空比，從變壓器引出一個繞組N2，按圖1所示的極性串于電路中。此時，由公式(Uin＋UN2)×ton≤(Uc－Uin＋UN2)×toff可推出最大占空比

Dmax=(Uc－Uin＋UN2)/(Uc＋2UN2)(5)

取UN2=70V，則當輸入電壓為260V有效值時，占空比

Dmax=(430－260×1.414＋70)/(430＋2×70)

=23.2％(6)

若取UN2=100V，則當輸入電壓為260V有效值時，占空比

Dmax=(430－260×1.414＋100)/(430＋2×100)

=25.8％（7）

可見，占空比提高了許多，這對于改善電路性能很有好處。

　　另外，繞組N2的加入，可使當輸入電壓Uin較小時，相對增大輸入電流i，由于整個電流平均值iave不變，故電流的峰值必然下降，從而使電流波形更接近正弦波，有助于提高功率因數。

3工作狀態分析

　　為了分析方便，將變換器在一個工作周期內的工作情況分為三個階段，如圖3所示。

圖3工作周期示意圖

　?。?）階段I開關管S1、S2，二極管VD2導通，輸入電壓Uin對電感L1充電，充電電流為i=(Uin＋UN2)×ton/L1。同時，電容C1通過S2、N0和S1向負載傳輸能量。

　　（2）階段Ⅱ開關管S1和S2關斷，VD2承受反壓而截止。電感中電流經過VD3向電容C1充電，直到電感中電流變為零。同時，變壓器N0產生反電動勢，通過VD4、C1和VD5進行磁復位，把一部分能量轉移到電容中。另外，變壓器也有一部分磁能通過繞組N3、VD8釋放到輸出端，這有助于擴大輸出電壓的穩定范圍。

　?。?）階段Ⅲ電感中電流為0，感應電壓也為0，VD3承受反向電壓而截止。

4實驗結果

　　利用上述原理，做了一個小功率電源。

　　技術要求如下：

　　輸入電壓AC220V輸入頻率50Hz

　　輸出電壓DC48V輸出電流4A

　　工作頻率150kHz

　　關鍵元器件參數：儲能電容220μF/450VKMH

　　變壓器匝數：N1∶N2∶N3∶N0=15∶13∶6∶44

　　開關管IR460

　　輸入電感是個很重要的元件，它的選擇直接影響到實驗效果。線圈引線要足夠粗，否則引線壓降大，損耗大。電感的氣隙不能太小，太小了電感易飽和，使得電流波形在峰值時出現尖峰，降低功率因數；氣隙也不能太大，否則磁心外的磁力線太多，線圈會發熱，增大損耗。另外，EI型的磁心不適合作電感，應選用罐型磁心。

　　輸入電感應滿足在電流最大時，即輸入電壓最高時也不飽和。取N2電壓為100V，當Uin為260V時，由前邊公式可得D=25.8％，又頻率f=150kHz，故ton=D/f=1.72μS。電感中峰值電流ip=2×(N1/N0)×Io=2.73A,根據公式

L=U/(di/dt)≈U/(△i/△t)

=(1.414Uin＋UN2)/(ip/ton)(8)

得L=290μH。

實驗結果見表1

表1實驗結果

　　輸入電流波形如圖4。

　　由實驗記錄的數據及電流波形可以看出，該電路對于改善功率因數確實有一定的作用，達到了較高的功率因數。然而由于工作中要求占空比較小，開關管等器件上損耗較大，使得電路的整體效率偏低。

　　另外，實驗中還發現，當負載較輕時，輸出穩壓范圍較??；當負載較重時，輸出穩壓范圍較大。這是由于負載輕時，電容器放電較弱，電容器電壓達到限壓值快，從而使PWM信號占空比減小，使輸出電壓降低，破壞了輸出穩定性。加入繞組N3及VD8，則控制了輸出電壓，即可控制N3上電壓，而N3的電壓正比于儲能電容電壓，故輸出電壓可以間接地控制儲能電容電壓，從而使電容晚些進入限壓，擴大輸出穩壓范圍。

圖4輸入電流波形

5結論

　　該電路對改善功率因數確有一定作用，但由于這僅是原理電路，作為實用電路還有許多待完善的地方。