0 引言
眾所周知，今天的便攜式" title="便攜式">便攜式電源設計者所面臨的最嚴峻挑戰就是為當今的高性能CPU提供電源。近年來，內核CPU所需的電源電流每兩年就翻一番，即便攜式內核CPU電源電流需求會高達40A之大，而電壓在0.9V和1.75V之間。事實上，盡管電流需求在穩步增長，而留給電源的空間卻并沒有增加，這個現實已達到甚至超出了在熱設計方面的極限。
對于如此大電流的電源，通常將其分割為兩個或多相，即每一相提供15A到25A，例如，將一個40A電源變成了兩個20A電源。雖然可以使元器件的選擇更容易，但是并沒有額外增加板上或環境空間，對于減輕熱設計的工作基本上沒有多大幫助。這是因為在設計大電流電源時，MOSFET" title="MOSFET">MOSFET是最難確定的器件。這一點在筆記本電腦中尤其顯著，在這種環境中，散熱器、風扇、熱管和其它散熱方式通常都留給了CPU。而電源設計常常要面臨諸多不利因素,諸如狹小的空間和靜止的氣流以及其元器件散發的熱量等惡劣環境，而且，沒有任何其它方式可以用來協助散熱。
那么如何挑選MOSFET呢？回答是，在挑選MOSFET時，首先要選擇有足夠的電流處理能力的，并具有足夠的散熱通道的，最后還要從量化上考慮必要的熱耗和保證足夠的散熱路徑，據此，計算出MOSFET的功耗" title="功耗">功耗，并確定它們的工作溫度。本文分析了一個多相、同步整流、降壓型CPU電源中MOSFET功耗的計算方法。
1 MOSFET功耗的計算
為了確定一個MOSFET是否適合于特定的應用，必須計算其功耗，MOSFET功耗（PL）主要包含阻性損耗（PR）和開關損耗（PS）兩部分，即
PL=PR＋PS
MOSFET的功耗很大程度上依賴于它的導通電阻RDS(on)，但是，MOSFET的RDS(on)與它的結溫Tj有關。而Tj又依賴于MOSFET管的功耗以及MOSFET的熱阻θJA。由于功耗的計算涉及到若干個相互依賴的因素，為此，可以采用一種迭代過程獲得我們所需要的結果，如圖1流程所示。
圖1 選擇同步整流和開關MOSFET的迭代過程流程
迭代過程起始于為每個MOSFET假定一個Tj，然后，計算每個MOSFET各自的功耗和允許的環境溫度。當允許的環境溫度達到或略高于機殼內最高溫度設計值時，這個過程便結束了。這是一種逆向的設計方法，因為，先從一個假定的Tj開始計算，要比先從環境溫度計算開始容易一些。
能否將這個計算所得的環境溫度盡可能地提高呢？回答是不行的。因為，這勢必要求采用更昂貴的MOSFET，并在MOSFET下鋪設更多的銅膜，或者要求采用一個更大、更快速的風扇產生氣流等，所有這些都是不切實際的。
對于開關和同步整流MOSFET，可以選擇一個允許的最高管芯結溫Tj(hot)作為迭代過程的出發點，多數MOSFET的數據手冊只規定了＋25℃下的最大RDS(on)，不過最近有些產品也提供了＋125℃下的最大值。MOSFET的RDS(on)隨著溫度的增高而增加，典型溫度系數在0.35％／℃～0.5％／℃之間，如圖2所示。如果拿不準，可以用一個較為保守的溫度系數和MOSFET的＋25℃規格(或＋125℃規格)，在選定的Tj(hot)下以最大RDS(on)作近似估算，即
RDS(on)hot=RDS(on)SPEC{1＋0.005×〔Tj(hot)－TSPEC〕}（1）
式中：RDS(on)SPEC為計算所用的MOSFET導通電阻；
TSPEC為規定RDS(on)SPEC時的溫度。
圖2 典型功率MOSFET導通電阻的溫度系數
〔在0.35％/℃（實線）至0.5％/℃虛線之間〕
利用計算出的RDS(on)hot可以確定同步整流和開關MOSFET的功耗。為此，將進一步討論如何計算各個MOSFET在給定的管芯溫度下的功耗，以及完成迭代過程的后續步驟，其整個過程詳述如圖1所示。
1.1 同步整流的功耗
除最輕負載外，同步整流MOSFET的漏、源電壓在開通和關閉過程中都會被續流二極管鉗位。因此，同步整流幾乎沒有開關損耗，它的功耗PL只須考慮阻性損耗即可。最壞情況下的損耗發生在同步整流工作在最大占空比時，也就是輸入電壓達到最低時。利用同步整流的RDS(on)和工作占空比，通過歐姆定律可以近似計算出它的功耗，即
PL=〔
×RDS(on)hot〕×
（2）
1.2 開關MOSFET的功耗
開關MOSFET的阻性損耗PR計算和同步整流非常相似，也要利用它的占空比(但不同于前者)和RDS(on)hot，即
PR=〔
×RDS(on)hot〕×
（3）
開關MOSFET的開關損耗計算起來比較困難，因為它依賴于許多難以量化并且沒有規范的因素，這些因素同時影響到開通和關斷過程。為此，可以首先用以下粗略的近似公式對某個MOSFET進行評價，然后通過實驗對其性能進行驗證，即
PS=
（4）
式中：Crss為MOSFET的反向傳輸電容(數據手冊中的一個參數)；
fs為開關頻率；
Igatb為MOSFET的柵極驅動器在MOSFET處于臨界導通(Vgs位于柵極充電曲線的平坦區域)時的吸收／源出電流。
若從成本因素考慮，將選擇范圍縮小到特定的某一代MOSFET(不同代MOSFET的成本差別很大)，就可以在這一代的器件中找到一個能夠使功率耗散最小的器件。這個器件應該具有均衡的阻性和開關損耗,使用更小、更快的器件所增加的阻性損耗將超過它在開關損耗方面的降低，而使用更大〔而RDS(on)更低〕的器件所增加的開關損耗將超過它對于阻性損耗的降低。
如果Vin是變化的，需要在Vin(max)和Vin(min)下分別計算開關MOSFET的功耗。最壞情況可能會出現在最低或最高輸入電壓下。該功耗是兩種因素之和：在Vin(min)時達到最高的阻性耗散(占空比較高),以及在Vin(max)時達到最高的開關損耗。一個好的選擇應該在Vin的兩種極端情況下具有大致相同的功耗，并且在整個Vin范圍內保持均衡的阻性和開關損耗。
如果損耗在Vin(min)時明顯高出，則阻性損耗起主導作用。這種情況下，可以考慮用一個電流更大一點的MOSFET(或將一個以上的MOSFET相并聯)以降低RDS(on)。但如果在Vin(max)時損耗顯著高出，則應該考慮用電流小一點的MOSFET(如果是多管并聯的話，或者去掉一個M0SFET)，以便使其開關速度更快一點。如果阻性和開關損耗已達平衡，但總功耗仍然過高，也有多種辦法可以解決：
——改變或重新定義輸入電壓范圍；
——降低開關頻率以減小開關損耗，或選用RDS(on)更低的MOSFET；
——增加柵極驅動電流，有可能降低開關損耗；
——采用一個技術改進的MOSFET，以便同時獲得更快的開關速度、更低的RDS(on)和更低的柵極電阻。
需要指正的是,脫離某個給定的條件對MOSFET的尺寸作更精細的調整是不大可能的，因為器件的選擇范圍是有限的。選擇的底線是MOSFET在最壞情況下的功耗必須能夠被耗散掉。
2 關于熱阻
按照圖1所示，繼續進行迭代過程的下一步，以便尋找合適的MOSFET來作為同步整流和開關MOSFET。這一步是要計算每個MOSFET周圍的環境溫度，在這個溫度下，MOSFET結溫將達到我們的假定值。為此，首先需要確定每個MOSFET結到環境的熱阻θJA。
熱阻的估算可能會比較困難。單一器件在一個簡單的印刷板上的θJA的測算相對容易一些，而要在一個系統內去預測實際電源的熱性能是很困難的，因為，那里有許多熱源在爭奪有限的散熱通道。如果有多個MOSFET被并聯使用，其整體熱阻的計算方法，和計算兩個以上并聯電阻的等效電阻一樣。
我們可以從MOSFET的θJA規格開始。對于單一管芯、8引腳封裝的MOSFET來講，θJA通常接近于62℃／W。其他類型的封裝，有些帶有散熱片或暴露的導熱片，其熱阻一般會在40℃／W至50℃／W(見表1所列)。可以用下面的公式計算MOSFET的管芯相對于環境的溫升Tj(rise)，即
Tj(rise)=PL×θJA（5）
接下來，計算導致管芯達到預定Tj(hot)時的環境溫度Tambient， 即
表1 MOSFET封裝的典型熱阻
| 封裝 |
θJA/(℃/W)
最小引線面積 |
θJA/(℃/W)
敷銅4.82g/cm2 |
θJA/(℃/W) |
|---|---|---|---|
| SOT23（熱增強型） | 270 | 200 | 75 |
| SOT89 | 160 | 70 | 35 |
| SOT223 | 110 | 45 | 15 |
| 8引腳μMAX/Micro8（熱增強型） | 160 | 70 | 35 |
| 8引腳TSSOP | 200 | 100 | 45 |
| 8引腳SO（熱增強型） | 125 | 62.5 | 25 |
| D－PAK | 110 | 50 | 3 |
| D2－PAK | 70 | 40 | 2 |
說明：由于封裝的機械特性、管芯尺寸和安裝及綁定方法等原因，所以同樣封裝類型的不用器件，以及不同制造商出品的相似封裝的熱阻也各不相同，為此，應仔細考慮MOSFET數據手冊中的熱信息。
Tambient=Tj(hot)－Tj(rise)（6）
如果計算出的θJA低于機殼的最大額定環境溫度，必須采用下列一條或多條措施：
——升高預定的Tj(hot)，但不要超出數據手冊規定的最大值；
——選擇更合適的MOSFET以降低其功耗；
——通過增加氣流或MOSFET周圍的銅膜降低θJA。
再重算Tambient(采用速算表可以簡化計算過程，經過多次反復方可選出一個可接受的設計)。而表1為MOSFET封裝的典型熱阻。
如果計算出的Tambient高出機殼的最大額定環境溫度很多，可以采取下列一條或全部措施：
——降低預定的Tj(hot)；
——減小專用于MOSFET散熱的銅膜面積；
——采用更廉價的MOSFET。
這些步驟是可選的，因為在此情況下MOSFET不會因過熱而損壞。不過，通過這些步驟只要保證Tambient高出機殼最高溫度一定裕量，便可以降低線路板面積和成本。
上述計算過程中最大的誤差源來自于θ JA。應該仔細閱讀數據手冊中有關θJA規格的所有注釋。一般規范都假定器件安裝在4.82g/cm2的銅膜上。銅膜耗散了大部分的功率，不同數量的銅膜θ JA差別很大。例如，帶有4.82g/cm2銅膜的D－Pak封裝的θ JA會達到50℃／W。但是如果只將銅膜鋪設在引腳的下面，θJA將高出兩倍(見表1)。如果將多個MOSFET并聯使用，θ JA主要取決于它們所安裝的銅膜面積。兩個器件的等效θ JA可以是單個器件的一半，但必須同時加倍銅膜面積。也就是說，增加一個并聯的MOSFET而不增加銅膜的話，可以使RDS(on)減半但不會改變θ JA很多。最后，θ JA規范通常都假定沒有任何其它器件向銅膜的散熱區傳遞熱量。但在大電流情況下，功率通路上的每個元器件，甚至是印刷板線條都會產生熱量。為了避免MOSFET過熱，須仔細估算實際情況下的θ JA，并采取下列措施：
——仔細研究選定MOSFET現有的熱性能方面的信息；
——考察是否有足夠的空間，以便設置更多的銅膜、散熱器和其它器件；
——確定是否有可能增加氣流；
——觀察一下在假定的散熱路徑上，是否有其它顯著散熱的器件；
——估計一下來自周圍元件或空間的過剩熱量或冷量。
3 結語
熱管理是大電流便攜式DC/DC" title="DC/DC">DC/DC設計中難度較大的領域之一。這種難度迫使我們有必要采用上述迭代流程。盡管該過程能夠引領熱性能設計者靠近最佳設計，但是還必須通過實驗來最終確定設計流程是否足夠精確。應計算MOSFET的熱性能，為它們提供足夠的耗散途徑，然后在實驗室中檢驗這些計算，這樣有助于獲得一個耐用而安全的熱設計。