EMCCD(Electron MuItiplying Charge Coupled Device)是新一代高質(zhì)量微光成像器件。與傳統(tǒng)CCD(Charge Coupled Device)相比，它采用了片上電子增益技術，利用片上增益寄存器使圖像信息在電子轉(zhuǎn)移過程中得到放大，這使得它在很高的讀出速率下仍具有相對很低的讀出噪聲，能在微光源下高分辨力成像。
EMCCD的這些特性使其在航天微光目標探測、微光生命科學成像、軍用高性能夜視探測等領域具有極大的應用潛力。EMCCD驅(qū)動電路是EM-CCD應用的核心技術，其性能直接影響到成像質(zhì)量。目前常用的時序產(chǎn)生方法有以下幾種：
(1)直接數(shù)字電路驅(qū)動法。這種方法原理簡單，容易實現(xiàn)。但是邏輯設計較復雜，調(diào)試非常困難，而且在實際電路中因使用芯片較多，為整個系統(tǒng)帶來不可靠性。
(2)MCU驅(qū)動法。該方法是通過編程MCU的I／O端口來獲得CCD驅(qū)動脈沖信號的。這種方法的靈活性好，精度也可以很高，對不同的CCD器件只需要修改程序即可。由于CCD的驅(qū)動頻率為MHz級，使得選用MCU器件的工作頻率必須很高(提高了硬件成本)，同時因頻繁的中斷和任務調(diào)度使MCU效率很低。
(3)EPROM驅(qū)動法。這種驅(qū)動電路一般由晶體震蕩器、計數(shù)電路和EPROM存儲器構成。這種驅(qū)動時序產(chǎn)生方法，結構簡單、明確，調(diào)試容易，缺點是結構尺寸太大，對于實現(xiàn)復雜的驅(qū)動時序有較大困難。
(4)專用IC驅(qū)動方法。這種方法就是利用CCD專用IC來產(chǎn)生時序，集成度高，功能強，使用方便。對攝像機等視頻領域應用的CCD或三元彩色CCD，這種驅(qū)動方法是首選。一般由相應的CCD廠家提供。
另一種更有效的方法就是使用CPLD，F(xiàn)PGA等大規(guī)模可編程邏輯器件實現(xiàn)。通過對該邏輯器件的編程，能實現(xiàn)任意復雜的時序邏輯，且調(diào)試方便，只使用一片集成電路以及少數(shù)外圍器件，故可靠性高。本文即采用這種方法，實現(xiàn)了CCD97所需的12路驅(qū)動時序。
1 CCD97簡介
CCD97是E2V公司的背照式低照度CCD圖像傳感器，有效像素512X512，像素大小16μm×16 μm，它是幀轉(zhuǎn)移型CCD，芯片采用反向輸出模式抑制暗電流，其靈敏度高，噪聲控制方面精益求精，由于采用新的輸出放大電路，使它能在11 MHz的像素讀出速率下，以低于1電子／像素的超低噪聲工作，其量子效率高達92．5％。它獲取圖像速度快，具有正常CCD和EMCCD雙讀出模式。在微光成像系統(tǒng)中更具有優(yōu)越性，能實現(xiàn)真正意義上的24 h實時監(jiān)控。
2 驅(qū)動電路的設計
2．1 CCD97驅(qū)動電路的要求
成像區(qū)向存儲區(qū)的轉(zhuǎn)移波形如圖1所示。
信號電荷在增益寄存器中的轉(zhuǎn)移波形如圖2所示。圖2為信號電荷在增益寄存器中的轉(zhuǎn)移波形，轉(zhuǎn)移脈沖Rφ2HV的高電平必須先于Rφ1和Rφ2到達，同時Rφ1和Rφ2需要交替變化。
幀轉(zhuǎn)移時序如下：
Iφ與Sφ為幀轉(zhuǎn)移脈沖，Rφ1，2，3為行轉(zhuǎn)移脈沖。Iφ與Sφ的典型工作頻率為1 MHz，Rφ的工作頻率為11 MHz。
在Iφ1，2和Iφ3，4反向時序下，將成像區(qū)圖像信號逐行轉(zhuǎn)移至存儲區(qū)。需要轉(zhuǎn)移的行數(shù)為512+8+8=528。
行轉(zhuǎn)移時序圖：
與幀轉(zhuǎn)移結束，在轉(zhuǎn)移時序Rφ1，2，3以及RφHV的時序作用下，存儲區(qū)的圖像以行為單位進行轉(zhuǎn)移，逐像素通過移位寄存器組，然后從讀出放大器讀出(EMCCD讀出模式)，其操作時序如圖3所示。
CCD97所需的電壓和波形如表1所示。
由CPLD，F(xiàn)PGA等可編程器件發(fā)生的時序邏輯冒充為TTL型，要想它能驅(qū)動CCD97工作，必須按照表1進行電平轉(zhuǎn)換。
2．2 驅(qū)動電路的設計
該系統(tǒng)選用的FPGA芯片為Altera公司Cyclone系列的FPGAEP1C3T100，其有100個管腳封裝，I／O的電源為3．3 V，內(nèi)核電壓為1．5 V，有1個鎖相環(huán)(PLL)，2個專用全局時鐘輸入管腳CLK0、CLK1，5個雙重用途時鐘管腳DPCLK。EP1C3T100是SRAM型的可編程邏輯器件，本身并不能固化程序，因此需要通過一片F(xiàn)LASH結構的配置芯片來存儲邏輯配置信息。從Altera公司提供的數(shù)據(jù)手冊，可知Cyclone系列的FPGA僅支持EPCS1，EPCS4以及EPCS16。而選用的EP1C3T100中，其原始二進制文件大小為627 376 b，使用EPCS1(1 048 576 b)的配置芯片。使用EPCS配置芯片在主動串行模式(AS)下(MSEL[0．．1]置地)，即可實現(xiàn)上電后，將存儲器件中的數(shù)據(jù)傳送到EP1C3T100中。系統(tǒng)通過ARM加載驅(qū)動程序?qū)崿F(xiàn)對FPGA的配置，驅(qū)動FPGA產(chǎn)生CCD的工作時序。本系統(tǒng)選用Atmel公司的AT91RM9200的處理器。它是基于ARM920T內(nèi)核，主頻為180 MHz，運行性能可達200 MIPS，擁有獨立的16 KB指令和數(shù)據(jù)Cache，并配備有16 KB的SRAM以及128 KB的ROM。
EP1C3T100芯片內(nèi)含1個PLL，外接40 MHz有源晶振為PLL提供時鐘。時鐘模塊通過QliartusⅡ的megafunctions下的altpll配置生成。采用非補償模式，輸入／輸出時鐘比為5：1，輸出的2路時鐘c0，c1均為200 MHz。其中c0為clk_gen模塊提供基礎時鐘。同時c1產(chǎn)生相位需要調(diào)整的Rφ2HV，用以滿足CCD97增益寄存器轉(zhuǎn)移過程中的嚴格時序要求。
在FPGA時序發(fā)生設計中，依照CCD97工作的流程，進行逆序設計。從最高頻率的像素移位讀出時鐘到行轉(zhuǎn)移時鐘最后到幀轉(zhuǎn)移這樣的流程進行設計。框圖如圖4所示。
2．2．1 Iφ，Sφ，Rφ驅(qū)動設計
在設計Iφ，Sφ以及Rφ驅(qū)動電路時，統(tǒng)一采用Elantec半導體公司的EL7457。它是高速四通道CMOS驅(qū)動器，能工作在40MHz，并提供2 A的峰值驅(qū)動能力，以及超低的等效阻抗(3 Ω)，它具有3態(tài)輸出，并通過OE控制，這對于CCD的驅(qū)動來說，容易實現(xiàn)靈活的電源管理。為了簡化設計，固定Rφ2HV的電壓幅值為典型值。在組成Iφ和Sφ的驅(qū)動電路時必須考慮CCD97驅(qū)動端的等效電容和電阻，如表2所示。
電路的時間常數(shù)：
又因為上升時間與時間常數(shù)的關系為：
為了滿足最佳上升時間(200 ns)的要求，必須在EL7457驅(qū)動輸出端串上一個小電阻，原理如圖6所示。
圖6中，F(xiàn)PGA_CLKI1，F(xiàn)PGA_CLKI2，F(xiàn)PGA_CLKI3，F(xiàn)PGA_CLKI4為FPGA產(chǎn)生的TTL時序。ARM_IOE為ARM核產(chǎn)生的門控信號，用來控制驅(qū)動脈沖Iφ1，2，3，4的開關。由于理論與實際計算的誤差，輸出串接電阻R9，R10，R13，R14將通過硬件調(diào)試過程確定，以產(chǎn)生驅(qū)動CC97工作的最佳波形。同理，F(xiàn)PGA_CLKS1，F(xiàn)PGA_CLKS2，F(xiàn)PGA_CLKS3，F(xiàn)PGA_CLKS4為FPGA產(chǎn)生的TTL時序。ARM_SOE為ARM產(chǎn)生的門控信號，輸出串接電阻待定。
在Rφ1，2，3產(chǎn)生電路中，因為其電壓擺幅要求為0～12 V，故給它加以12 V的電源(見圖7)。
它的驅(qū)動頻率為11 MHz，輸出的上升時間不需要串接電阻調(diào)節(jié)，可達10 ns。同理，F(xiàn)PGA_CLKR1，F(xiàn)P-GA_CLKR2，F(xiàn)PGA_CLKR3為FPGA產(chǎn)生的10 MHz的驅(qū)動時序，ARM_ROE為ARM產(chǎn)生的門控信號。這里還產(chǎn)生了一路控制行數(shù)據(jù)丟棄DG(Dump Gate)門控信號。該信號的擺幅同Rφ1，2，3。以上電路的連接均通過Multisim仿真，仿真波形如圖8、圖9所示。
2．2．2 Rφ2HV高壓倍增驅(qū)動設計
Rφ2HV的幅值決定著倍增倍數(shù)，是EMCCD的一項重要可調(diào)參數(shù)，必須在指定范圍內(nèi)可調(diào)以滿足不同場合的應用。在設計Rφ2HV時，由于其驅(qū)動電壓擺幅高，現(xiàn)有的專用驅(qū)動芯片不能滿足其高壓驅(qū)動要求，必須采用特殊方法實現(xiàn)。根據(jù)E2V的文檔，Rφ2HV的波形即可以是正弦波，也可以是方波。如果為方波，則其高電平要先于Rφ1變高，如果為正弦波，則要求其波峰要在Rφ1下降時到達。
如果采用方波脈沖，因為Rφ2HV為11 MHz，根據(jù)計算，其系統(tǒng)值將達2 W，CCD97上的功耗也將達到1 W；如果采用正弦波形式，可使CCD97上的功耗降到100 mW。在此，采用正弦波方式產(chǎn)生Rφ2HV。
周期矩形脈沖信號用傅里葉級數(shù)展開后，除了基波外，只有奇次諧波，在通過一個低通濾波器后，便能轉(zhuǎn)化成正弦波。因為FPGA只能產(chǎn)生TTL時序，這里通過先將TTL的方波轉(zhuǎn)化成正弦波，即可通過一個7階的巴特沃斯濾波器，將20 MHz以后的高頻分量衰減，保留基頻。在得到10 MHz的正弦信號后，通過第一級放大，這里采用National Semiconductor公司生產(chǎn)的LM6172來構成。LM6172為雙通道高速、低失真、低功耗的電壓反饋型放大器。通過將LM6172的雙放大器組合起來形成雙端輸入／雙端輸出以增加帶負載能力。
在設計中，把基本的放大參數(shù)預設為使輸入正弦信號放大到21 V，這樣產(chǎn)生的雙端信號經(jīng)過一個初次級電阻，比為1：4的高頻變換器達到輸出高電平為45 V、低電平為4 V的驅(qū)動脈沖，供電電源為正負18 V的供電電源。為了使CCD97的增益可通過軟件控制調(diào)節(jié)，這里使用了MAXIN公司生產(chǎn)的數(shù)字電位計MAX5429，預設目標是電壓在40～50 V可調(diào)節(jié)。通過計算，反饋電阻參數(shù)如圖10所示。其中，MAX5429為10 KB，其有32個可編程節(jié)點，上電后自動設置為節(jié)點16。在硬件電路設計完畢時，可通過ARM_RCS(片選信號)，ARM_RUD(節(jié)點控制信號)來調(diào)節(jié)輸出電壓，如圖10所示。這樣通過對ARM的對應I／O口編程就能實現(xiàn)對CCD97的增益調(diào)節(jié)。但是因為這里選用了并聯(lián)法，故調(diào)節(jié)時增益是非線性變化的。圖11為正弦信號輸入(經(jīng)濾波器輸出)經(jīng)LM6172以及高頻變換器后輸出的仿真波形。
2．2．3 CCD97外圍電路
CCD97除了需要外部的各種高擺幅轉(zhuǎn)移脈沖，還需要各種幅值的控制信號輸入。
在該系統(tǒng)中，為了簡化設計，固定ABD(抗曝光)，φRL、φRH high(視頻信號復位端)，DG high(行丟棄控制信號)，DD(電源)，OD(輸出放大器電源開光)，RD(復位上電電源)的值為典型值，分別為18 V，0 V，10 V．18 V，24 V，28 V，17 V。φRL，φRH的典型脈沖寬度為10ns，這里仍然采用EL7457來產(chǎn)生。信號OG為控制CCD97輸出的門控信號，它同時控制兩種模式的輸出，而ODH，ODL分別為控制CCD模式和EMCCD模式放大器輸出的電源開關。系統(tǒng)要求ODH和ODL可控，在需要時關閉，這樣就要求通過模擬的開關來控制ODH，ODL的電壓是+28 V還是接地。這里采用ADI公司的ADG453，它的VDD到GND端的輸入電壓可達32 V，模擬輸入／輸出值為VDD+2 V，達到這里控制ODH，ODL的通斷要求(28 V)。其中CCD和EMCCD端口分別為該CCD的視頻信號輸出。其輸出需要外接5 kΩ的負載。
3 結語
提出了一種新型的CCD驅(qū)動電路，不僅可以達到幾十兆赫茲的驅(qū)動頻率，而且編程方便，硬件電路簡單，根據(jù)用戶需求，只要更換晶振或適當修改程序就能實現(xiàn)特定目的，具有很強的靈活性。通過仿真及實驗驗證，該方法切實可行，性價比高，不僅適用于CCD驅(qū)動電路設計，對于其他需要多種邏輯信號的場合也同樣適用。