寬帶C類功率放大器(PA)在某些通信頻帶" title="通信頻帶">通信頻帶中是有用的。雖然現已被集成進Agilent-EEsof的先進設計系統(ADS)仿真軟件中，Touchstone曾一度是用于開發和優化這種功率放大器阻抗匹配網絡" title="網絡">網絡的強有力工具。隨后的是一種展示如何為選定RF晶體管提取優化輸入和輸出大信號阻抗、用單端口網絡建模其行為然后在整個要求頻帶內開發工作于50歐姆系統阻抗" title="系統阻抗">系統阻抗網絡的設計方法。為確認該方法的有效性，設計了一個從225到 400 MHz間功率增益是10dB的10W功率放大器。
設計寬帶微波PA是一項充滿挑戰性工作。RF功率器件參數隨信號電平及頻率的改變而變化，這使得獲得優化的阻抗匹配很困難。可使用多種技術以表征功率器件行為。表征得越完整完善，所用的模型通常就越復雜。
大信號充電控制晶體管模型和改進的Ebers-Moll模型是早期使用的為RF功率晶體管建模的模型。在一個近似的PA設計中，還應用了大信號S參數。但因測量這些大信號S參數很困難，該技術用處有限。采用數值分析的計算機模擬也被用于預測C類功率放大器的行為。雖然該方法能得出精確結果，但采用該方法設計C類功率放大器是個冗長而晦澀的過程。幸運地是，在1970年代中期發展起來的諧波均衡設計方法極大簡化了非線性電路和大信號功率放大器的設計。該技術的一個基本限制是其復雜性及解決電路問題所需的需用專業數學方法完成的大量數?運算。
源于RF功率晶體管的非線性特征，一個完整的雙端口器件模型并非設計輸入和輸出匹配網絡的上佳選擇。在本文中，采用的是單端口阻抗模型以表征優化負載及該功率器件的源終止。在RF器件數據手冊中，一般在RF功率晶體管工作頻段內的幾個頻點上給出優化負載和大信號源阻抗8。RF器件的有效輸入和輸出阻抗可被表述為這些優化終止的共軛變化。
可借助負載牽引(load-pull)調諧器通過測量該器件在整個相關頻帶內的優化負載和源阻抗對RF功率晶體管特性進行表征。如圖1所示，它要求一個單端口表述以預測這些阻抗從低頻帶端(FL)到高頻帶端(fH)間的復雜共軛變化。在此例中，Zout = Z*OL ，Zin = Z*s；其中，ZOL是優化負載阻抗，Zs是源負載阻抗。圖2表示了該建模后的阻抗網絡的兩種可能拓撲結構。全部損耗集中于一個電阻，該電阻終止了一個電感-電容(LC)兩端口網絡。
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可利用一個解析綜合程式來實現能與在高低頻兩端測試到的阻抗數據相匹適的單端口網絡。但可通過如下方法代替此冗乏枯澀的工作——可利用類似Touchstone(現ADS)等模擬軟件以優化建模網絡的電路元素以預測相關全頻帶范圍內的性能。
若晶體管在一個寬的頻率范圍內以共軛方式匹配，則隨著頻率的增加，可獲得的最大增益將以6dB/倍頻的負斜率滾降。用于補償晶體管的功率增益隨頻率變異的技術之一是有選擇地反射功率增益相對較高的頻帶低端的一些功率。但該技術導致的受控失匹畢竟會削弱低頻帶輸入的電壓駐波比(VSWR)。RF晶體管的近似功率增益由下式給出：
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其中：fmax=最大振蕩頻率；γ=一個與增益變化相關的常數，由下式表示：
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其中：x =以dB/倍頻表示的斜率。由輸入反射引起的匹配網絡發射損耗由下式給出：
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其中：Γin=輸入端的反射系數。
為得到一款在整個相關頻帶具有常數Gα的產品，
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其中：GH =高頻帶側fH的增益。
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利用Touchstone的優化能力，可根據模型方程3設計輸入匹配網絡。
推薦的寬帶C類 PA計算機設計方法可被歸納為如下的系統步驟：
1． 為得到所需的輸出功率、增益和電源電壓，從器件數據手冊中在要求的頻帶內選用大信號輸入和輸出阻抗(Zin和Z*OL)。
2． 利用數值內插和外推技術擴展阻抗數據采樣點。當確定器件在頻率fL、fo和fH的終端阻抗時，這是一項有用技術。
3．選用合適的單端口網絡拓撲在整個頻段為上述終端阻抗建模，并用Touchstone優化其要素值。
4．在設計好建模電路后，分別在建模電路和源及50歐姆負載終端間插入輸入和輸出匹配網絡。通過一個大致的圖形設計程式，可對匹配網絡的元素進行初始估值。
5．對輸入和輸出匹配網絡實施優化以實現期望的輸入和輸出匹配。輸出匹配網絡設計成可實現共軛匹配并能在整個頻帶為晶體管輸出提供阻抗ZOL。另一方面，輸入匹配網絡設計成能在fL 到 fH間得到平坦的增益。通過選擇性地在較低頻率實施誤配，可達到上述結果。將不同采樣頻率帶入方程3可對輸入反射系數進行估算并將其存儲在外部數據文件中。然后對輸入匹配網絡進行優化以在整個頻帶對計算出的輸入反射系數進行建模。
6．在保持所要求頻率響應的前提下，基于實際情況，用Touchstone的調諧器窗對匹配網絡的元素進行調制。
為驗證上述程式的有效性，設計和搭建了一個PA電路。該C類 PA在225到400 MHz內具有10W輸出功率，最小功率增益是10dB。因零偏置發射-基結結構兼具高效和結構簡單的特點，所以，C類采用該結構。因具有優異的可靠性和耐用性，所以摩托羅拉/飛思卡爾的MRF321 UHF功率晶體管被選用。MRF321在400MHz具有10W RF功率，工作在28V。
輸入和輸出匹配網絡的設計從在器件數據手冊中選擇輸入和輸出阻抗(Zin和Z*OL)開始，然后在整個相關頻段插入這些數據(可借助Touchstone完成)。表中顯示的是插入在225 MHz到400 MHz頻帶內這些阻抗的樣本值。圖4顯示的是輸入匹配網絡的圖形設計。
中心頻率(312.5 MHz)的輸入阻抗位于點A。設計目標是當從點A移向圖表的中心時，不超過常數Q規定的范圍。其中：
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圖4顯示，低品質因數(Q)寬帶匹配網絡電路可通過多個L部分實現。匹配電路包括三個低通L型部分和一個旁路電容(C4)以補償輸入阻抗Zin的感應電抗。
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但該網絡具有一種包括兩個低通部分(L5–C5和L6–C6)、一個高通元件(C7)的帶通拓撲結構。旁路電感(L4)用于將晶體管的輸出電容中和掉。因在此例中，輸出阻抗水平更高，所以，輸出匹配電路的增益帶寬約束比輸入匹配電路簡單。該網絡的梯形形式在諧波抑制中有用。
計算機建模程式以設計可預測從fL到fH間的Zin和Zout的建模網絡開始。通過Touchstone對這些網絡進行設計和優化。圖6顯示的是這些網絡的最終優化電路元素值。
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對輸入匹配網絡實施優化以表征由方程3給出的輸入端反射系數，以補償MRF321晶體管的6dB/倍頻的增益頻率斜率。可向作者索取優化輸入匹配網絡所需的Touchstone電路文件。這些所需的輸入反射系數值被保存成一外部文件(GMRF321.S1P)。為控制整個頻帶的輸入VSWR，添加了兩個分別由L7、C8和R1及L8、C9和R2組成的補償網絡。另一方面，對輸出匹配網絡進行優化以在整個工作頻帶內，為晶體管集電極提供優化的負載阻抗ZOL。添加了一個與L4串行的補償網絡以改進匹配要求。圖7表示的是最終的優化功率放大器電路。
該功率放大器的正確建構，以正確為匹配網絡選擇元件開始。利用安捷倫(www.agilent.com)的HP 8510B向量網絡分析儀測量和調設全部元件。除陶瓷固定電位器外，為了調整還采用了微調電容器。所有電感都是由20和22 AWG烤漆線手工繞制的。用于絕緣DC電路的RF扼流器(choke)制成低Q型。
電路做在一塊10.8×8cm的雙面PCB上，所用的是一種1.2mm厚的環氧玻璃PCB材料。
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選用環氧玻璃是因其隨處可買且便宜。電路做在上面，而覆銅底層做地平面。為得到良好的電路穩定性，將一個鐵磁珠與基極扼流器串接在一起以抑制低頻振蕩。然后將該電路裝在一個11×9×3cm大小的外殼以將功率放大器與外部干擾信號絕緣。該外殼與一個合適的散熱器固定在一起。在輸入和輸出端采用BNC接頭用于信號輸送。為DC偏置在殼體上裝接了一個旁路(feed-through)電容器。RF晶體管的底襯用一個合適的螺釘與散熱器固定在一起。圖8表示的是作為從225到400 MHz間頻率的函數的輸出功率。
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功率增益是9.5±1dB。但，并沒試圖對該特性進行經驗調整。調整微調電容使在高低頻兩端有相同的峰值增益能得到更好的寬帶工作效果。若這樣做，一個三端口循環器應被放在功率放大器的輸入端以保護輸入功率放大器免受在該過程中因VSWR衰減可能產生的反射功率影響。在工作頻帶內，發現二級諧波水平比基本信號功率低16到20dB。