射頻接收機(jī)質(zhì)量被認(rèn)為是影響整個(gè)系統(tǒng)成本和性能的主要因素。隨著無(wú)線通信移動(dòng)終端朝著小尺寸、低成本、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統(tǒng)中的集成濾波器設(shè)計(jì)顯得十分重要。其中，基于CMOS工藝的設(shè)計(jì)方案以其成本和功耗的優(yōu)勢(shì)，已成為有源濾波器設(shè)計(jì)選擇的主流方向。
跨導(dǎo)運(yùn)算放大器(Operational Transconductance Amplifier)因其工作頻率高，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，具有電控能力，便于集成等特點(diǎn)被廣泛用于有源濾波設(shè)計(jì)中。電壓功耗低的COMS跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，同時(shí)有熱穩(wěn)定性能好，芯片面積小，便于集成等優(yōu)點(diǎn)。由OTA及電容C構(gòu)成的OTA—C濾波器，僅含電容，不含電阻以及其他無(wú)源元件，有較低的功耗和較高的應(yīng)用頻率，被普遍應(yīng)用于高頻集成電路領(lǐng)域。
從總體上看，國(guó)內(nèi)的模擬濾波器研究成果較少且工藝陳舊；從帶寬上來(lái)看，低中頻結(jié)構(gòu)接收器中高帶寬的應(yīng)用比較少。本文采用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)了一個(gè)應(yīng)用于片上全集成接收機(jī)中頻寬帶低通濾波器。
1 濾波器電路設(shè)計(jì)
梯形結(jié)構(gòu)電路的元件參數(shù)靈敏度低，實(shí)現(xiàn)時(shí)不用考慮傳輸函數(shù)零極點(diǎn)的配對(duì)，設(shè)計(jì)方便，在寬帶濾波器設(shè)計(jì)中有一定的優(yōu)越性。跳耦結(jié)構(gòu)電路具有較小的寄生敏感度和較大的動(dòng)態(tài)范圍。本文低通濾波器設(shè)計(jì)采用信號(hào)流程圖方式實(shí)現(xiàn)梯形跳耦結(jié)構(gòu)。
本文考慮到無(wú)源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性，并且LC電路設(shè)計(jì)理論非常成熟。所以本文采用LC梯形電路法設(shè)計(jì)電路。首先根據(jù)濾波器指標(biāo)參數(shù)，查表得LC梯形濾波器電路和參數(shù)，后對(duì)此電路做狀態(tài)變量分析，寫出其電路電壓方程，依據(jù)狀態(tài)方程得出相應(yīng)的信號(hào)流圖，然后應(yīng)用跨導(dǎo)運(yùn)放和電容實(shí)現(xiàn)型號(hào)流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量。可實(shí)現(xiàn)無(wú)源LC梯形濾波器到跨導(dǎo)-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時(shí)，50 MHz幅頻曲線以-40 dB予以說(shuō)明。根據(jù)上述性能要求，查閱濾波器工具書得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示。
連續(xù)時(shí)間低通濾波器設(shè)計(jì)" height="278" src="http://files.chinaaet.com/images/20110505/f2d3063c-c333-430b-a68f-4488ed62f9da.jpg" width="400" />
由圖2所示電路框圖，以電感上的電流及接地電容上的電壓為變量列出狀態(tài)方程，經(jīng)過(guò)方程變化，最后得到全電壓量狀態(tài)方程：
類似式(1)、式(2)可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實(shí)現(xiàn)電路。模擬電阻Ⅲ采用跨導(dǎo)Gm，實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋運(yùn)放等效代替，電路僅由跨導(dǎo)運(yùn)放和電容元件來(lái)實(shí)現(xiàn)七階Butterworth濾波器，其中OTA跨導(dǎo)值的大小可以通過(guò)其偏置電流得到精確調(diào)節(jié)。
2 跨導(dǎo)單元設(shè)計(jì)
線性度和帶寬是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)考慮的兩個(gè)主要方面。帶寬的大小和跨導(dǎo)值成正比，但增大跨導(dǎo)值會(huì)使芯片功耗變大，對(duì)于相同的傳輸函數(shù)，增大跨導(dǎo)值時(shí)，電容值也需要相應(yīng)的增大，從而增大了芯片面積。同時(shí)跨導(dǎo)值減小時(shí)，電容值也要減小，這對(duì)版圖匹配造成影響。
本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動(dòng)式COMS跨導(dǎo)器，其I/V傳輸特性有理想的線性關(guān)系。圖4中，M1和M2偏置電流為I；M3和M4偏置電流為nI。電路設(shè)計(jì)中，M1～M4有相同的溝道長(zhǎng)度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設(shè)Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則輸出電流Io=i1+i2的歸一化表達(dá)式為：
可以看出，n值增大時(shí)，β值減小，式(4)中根號(hào)內(nèi)的βX2項(xiàng)減小，跨導(dǎo)器線性度得到改善。n值越大，信號(hào)電流分量在M3，M4中所占比例越小，傳輸特性越接近理想狀態(tài)。
如圖5所示，OTA為跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，其跨導(dǎo)值可通過(guò)偏置電流(圖6所示電路)來(lái)調(diào)節(jié)。一般采用可變電阻完成，但傳統(tǒng)R-2R可變電阻結(jié)構(gòu)需要大量的控制開(kāi)關(guān)，增加了電路面積，并產(chǎn)生開(kāi)關(guān)操作的功耗。本文采用一種新型微功耗硬件可編程變阻電路，如圖7所示，電路基于三態(tài)門概念，端口除高、低電平，用懸空狀態(tài)產(chǎn)生第三種狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)了27級(jí)變阻電路，總電阻表示為：
式中：表示第m個(gè)三態(tài)輸入產(chǎn)生的第n個(gè)進(jìn)制狀態(tài)碼；Rm為第m個(gè)三態(tài)輸入驅(qū)動(dòng)的權(quán)電阻(m=1，2，3；n=1，2)。
可編程電阻(RDAC)的輸出偏置電流：
又知跨導(dǎo)：
可見(jiàn)，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導(dǎo)值與輸入數(shù)據(jù)Rx成平方根倒數(shù)關(guān)系，跨導(dǎo)值隨著輸入數(shù)據(jù)的增大而減小。通過(guò)改寫輸入數(shù)據(jù)RDAC的值，即可實(shí)現(xiàn)26種(全零狀態(tài)禁用)變化電阻，達(dá)到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導(dǎo)值的變化，最終實(shí)現(xiàn)濾波器帶寬的調(diào)節(jié)。
4 仿真結(jié)果
上述電路，采用1．8 V電源，TSMC 0．18μmCMOS工藝庫(kù)仿真。圖8為該濾波器-3 dB帶寬26 MHz時(shí)仿真結(jié)果，該濾波器50 MHz帶阻抑制為-40．49 dB，帶內(nèi)波紋小于0．5 dB，功耗約為21 mW，滿足設(shè)計(jì)要求。圖9為濾波器帶寬調(diào)節(jié)為14 MHz的頻響曲線。
5 結(jié)語(yǔ)
設(shè)計(jì)中，采用跨導(dǎo)運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)了一種可變帶寬低通濾波器，最高帶寬為26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于0．5 dB，在低中頻結(jié)構(gòu)接收器中，該頻率相對(duì)較高。同時(shí)濾波器帶寬可由外部可編程電路調(diào)節(jié)變化，與普通模擬濾波器電路相比，本文設(shè)計(jì)電路具有電路簡(jiǎn)單，易于高集成，便于后期維護(hù)等優(yōu)點(diǎn)，是OTA電路設(shè)計(jì)的未來(lái)發(fā)展趨勢(shì)，有著廣泛的應(yīng)用前景。