電動汽車在運行過程中，頻繁地加速減速、起動制動，需要利用雙向DC/DC變換器將電池的電壓升高以獲得穩定的直流母線電壓。另外，在電動汽車制動時，需要通過雙向DC/DC變換器將能量回饋到電池，使其效率提高。
    參考文獻[1]通過對比幾種典型雙向DC/DC變換器發現，在相同條件下半橋型雙向DC/DC變換器電路元件所承受的電壓電流應力較小?；景霕蛐屯負浣Y構運用在大功率負載時，所需開關器件等級仍然較高、電感較大、體積龐大、能量密度較低。為了減小變換器體積，增大功率等級，參考文獻[2-3]采用多重化半橋拓撲結構，降低了開關管功率等級，減小所用電感和電壓電流紋波，但開關損耗問題仍有待解決。參考文獻[4]采用一個震蕩電感加二重雙向DC/DC拓撲結構，運用軟開關技術提高效率，但增加了一個電感元件和兩個開關，導致成本增加。
    為獲得較高的功率密度，可將變換器設計在非連續導通模式（DCM），但其紋波較大，故采用多重化拓撲結構以彌補其缺陷，由此所需電感進一步減小[3]。另外，在DCM模式下，主開關關斷的頻率是其負載電流頻率的兩倍，開關的關斷損耗增大，DCM模式使得變換器效率降低[5]。本文采用一種控制型軟開關技術[6]，不需要額外增加半導體器件，通過合理控制實現軟開關，從而減小了開關損耗，提高了變換器效率。
1 變換器拓撲結構及控制策略
1.1 變換器的拓撲結構及工作原理
    本文采用的三重交錯式雙向DC/DC變換器由三個典型半橋式雙向DC/DC拓撲結構交錯并聯而成，其拓撲結構如圖1所示。

    三個基本半橋的導通時間依次互錯1/3周期，且在每個周期導通時間相同，因此電感電流也依次互錯1/3周期，從而減小總電流的紋波。
    當正向運行，即升壓運行時，下部開關Sd1、Sd2、Sd3處于斬波狀態，為主開關，上部開關Su1、Su2、Su3與同臂下部開關互補，為輔助開關。當反向運行，即降壓運行時，上部開關與下部開關主輔職能調換。
    為了達到軟開關目的，在實際運行中上下開關驅動信號加入的死區時間，利用電感電流恒流源作用，使上下開關各自并聯的小電容能量在死區時間內得以交換，從而達到ZCS和ZVS。下面僅以單重半橋型雙向DC/DC變換器拓撲加以說明。
    圖1中，iL1為電感L1的電流，規定如圖1中方向為正方向；Co為濾波電容；FWDu1及FWDd1分別為開關Su1和Sd1反向并聯的二極管；Cu1、Cd1為兩開關并聯的小電容。低壓側Vin由蓄電池或超級電容供電，高壓側Vo接電機等負載。當電機正向運行時，Sd1為斬波開關，Su1為輔助開關，能量由低壓側Vin流向高壓側Vo；當電機發生制動時，能量反向流動，上、下開關職能調換。現僅以boost工作模式加以說明。圖2所示為升壓模式下6個工作模態的關鍵波形。

    模式1(T0≤t＜T1）
    由于變換器工作在DCM狀態，電感L1較小，在T0時刻，i_L1達到負向最小值i_L1(T0)，二極管FWDd1 ZVS導通。電感電流線性增加，此狀態以開關Sd1獲得導通驅動信號為止。
  
    二極管FWDd1自然導通，開關Sd1擁有導通驅動信號，但由于電感電流iL1仍為負，開關Sd1未導通，此狀態以電感電流iL1上升至零截止。
    
1.2 變換器的控制策略
    本文采用電壓外環PI調節，可穩定直流母線電壓，即DC/DC變換器高壓側電壓，使其不隨蓄電池電壓變化而變化；此外，在負載變化時，保證了直流母線電壓在較快時間內得以穩定。
    采用電流內環PI調節，可以將電動汽車制動剎車時直流母線側能量以可控的方式對蓄電池組進行充電；另一方面，共用一個電壓外環，保證并聯各個基本變換器電應力和熱應力的均勻合理分配，以實現電源系統中各基本變換器自動平衡均流[7]。本文采用雙閉環控制方式，如圖3所示。

    為了使多重式結構變換器的每個基本單元在其他單元發生故障時仍能繼續獨立工作，每個基本單元變換器擁有獨立的PWM發生模塊。
2 軟開關實現條件
    本文利用DCM運行下電感電流反向和互補開關，沒有額外的半導體器件。變換器電感與開關的并聯小電容在死區時間內相互配合，使兩電容能量相互交換，以達到軟開關目的。
    若使變換器在boost模式與buck模式均達到軟開關目的，首先應滿足DCM運行基本條件；另外，在死區時間內，電感電流要具有抽取電容電能，以使兩電容能量可以交換。以boost模式為例，DCM模式運行基本條件：

    由式(2)、(3)得知，在兩個死區時間相同情況下，只需滿足反向電感電流的軟開關條件，正向電感電流的軟開關條件也會得到滿足。
    由式(3)得知，在不同負載下，電感L的平均值IL不同，因此反向電感電流峰值也不同。為使變換器在不同功率下設置的死區時間不變，且均可達到軟開關目的，在電感電流平均值最大時Imax L(即滿負載)，得出的電感電流反向最大值I-max即為在不同功率下的最小值。若死區時間滿足滿負載下的軟開關條件，則一定滿足不同功率下軟開關的條件。
3 仿真驗證
    針對電動汽車在運行過程中駕駛員的頻繁加速、減速及起動、制動等操作，為了驗證上述拓撲結構的正確性，進行了仿真驗證，所用參數如表1所示。

    (1)變換器在t=0.025 s時，負載功率由2P/3突變為滿負載P，模擬電動汽車加速運行。當t=0.15 s時，電路達到穩定狀態；當t=0.025 s時，電壓因負載突變；而t=0.007 5 s時，很短時間內恢復給定電壓，電流也快速達到另一穩態。本文電流內環采用三個獨立的PWM發生器，具有較快的動態響應。
    (2)變換器升壓工作時，以第三個基本單元為例，在負載功率為2P/3下主開關Sd3，輔助開關Su3，及各自并聯二極管FWDd3、FWDu3的仿真波形及電感電流波形如圖4所示。采用此種控制性軟開關技術，使主開關、輔助開關以及兩并聯二極管在不同負載下其電壓、電流錯位，即均可達到軟開關效果。采用三重交錯式拓撲結構，電感電流紋波減小到原來的三分之一，有效彌補了DCM運行模式紋波大的缺陷。

    本文采用多重半橋式雙向DC/DC變換器拓撲結構，利用DCM模式下電感電流反向的特點，以反方向運行時主開關為輔助開關，沒有額外添加半導體器件。實現了主開關的零電壓開通和零電流關斷，輔助開關的零電壓開通、零電流關斷，以及主開關與輔助開關并聯二極管的零電壓導通、零電流關斷，提高了整體變換器效率。使得多重交錯式結構有效減小了電感電流紋波。在控制方式上采用共用一個電壓環，即共用一個電感電流參考值，解決了并聯結構的均流問題，三個獨立的電流內環加快了變換器的響應速度、提高了安全性。本文分析了此變換器的工作原理、控制策略，并對其進行了仿真實驗，驗證了理論分析的正確性與可行性。
參考文獻
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