0 引言

    當前電力電子裝置要求高效及高功率密度，上述要求推動了電力電子裝置的高頻化發(fā)展。由于逆變器在傳動以及新能源領域得到了廣泛的應用，逆變器的高頻化越來越受到研究領域的重視。但逆變器的直接高頻化帶來了逆變器中高開關損耗和強電磁干擾的問題，而結合了軟開關技術的軟開關逆變器較好地解決了這個問題。

    目前應用于逆變器的軟開關技術中，按照拓撲的輔助緩沖電路中是否含有功率開關管可分為有源軟開關逆變技術和無源緩沖軟開關逆變技術^[1]。有源軟開關逆變技術通過在輔助緩沖電路中增加功率開關管的形式實現(xiàn)主開關管的軟開關動作。一般采用有源軟開關技術的拓撲存在逆變拓撲控制復雜、系統(tǒng)成本高以及輔助功率開關管的軟開關問題，不利于工業(yè)應用^[2-3]。而無源緩沖軟開關逆變技術采用無源元件進行能量回饋，不僅能夠實現(xiàn)功率開關管的軟開關，而且成本相對低廉^[4-5]。但是當前無源緩沖軟開關逆變拓撲也存在著緩沖電路復雜，軟開關實現(xiàn)過程中多組諧振造成的電磁噪聲大以及能量緩沖過程造成的損耗大等問題^[6-10]，新型的無源緩沖軟開關逆變拓撲仍在進一步研究完善。

    文獻[6]、[7]中的輔助緩沖電路采用變壓器或耦合電感完成能量回饋；文獻[8]中采用多個無源元件進行緩沖，導致拓撲較為復雜；而文獻[9]、[10]中的拓撲雖然不使用變壓器，但是在能量緩沖過程中多組諧振造成無源元件多次開關，產生的電磁干擾強，系統(tǒng)損耗高。因此，本文提出一種結構簡單的無源緩沖軟開關逆變拓撲，所提拓撲緩沖電路結構簡單，拓撲成本較低，系統(tǒng)損耗低，在中小功率逆變場合具有良好的應用前景。

1 新型無源緩沖軟開關逆變拓撲

    新型無源無損軟開關三相逆變拓撲結構如圖1所示，其無源緩沖回路可分為三組，每相拓撲的輔助緩沖回路由2個電感、2個電容以及4個二極管組成，由于三相電路完全相同且獨立可控，取一相電路進行研究，其單相電路如圖2(a)所示。圖2(a)中：E為直流電源，D₁和D₂為上下管換流二極管，D₃~D₆為輔助二極管，L₁、L₂為輔助諧振電感，C₁、C₂為輔助諧振電容，i_C1和i_C2為輔助諧振電容電流，i_L1和i_L2為輔助諧振電感電流，電容和電感的參考電壓及電流方向均在圖2(a)中給出。如圖所示，當S₁、S₂開通時，諧振電感L₁、L₂限制開關管的電流快速增長，實現(xiàn)開關管的零電流開通；當S₁、S₂關斷時，諧振電容C₁、C₂充電以限制開關管兩端的電壓上升率，實現(xiàn)開關管的零電壓關斷。

2 軟開關逆變拓撲模式分析

    所提拓撲一個開關周期可分為7個工作模態(tài)，分別如圖2所示，本文根據(jù)回路換流模態(tài)圖進行詳細分析如下：

    模式0 [~t₀]：t₀時刻之前，回路的初始狀態(tài)為開關管S₁處于導通狀態(tài)，開關管S₂處于關斷狀態(tài)，二極管D₁導通，負載電流經二極管D₁流向電源續(xù)流，其余所有二極管處于關斷狀態(tài)。諧振電容上的初始電壓為v_C1(t₀)=0，v_C2(t₀)=E，諧振電感上的初始電流為i_L1(t₀)=0，i_L2(t₀)=0。開關管S₁導通不流過電流，電路處于電能回饋狀態(tài)，當開關管S₁關斷時本模態(tài)結束。

    模式1 [t₀，t₁]：t₀時刻，開關管S₁關斷，負載電流繼續(xù)通過二極管D₁進行續(xù)流，電路處于死區(qū)模態(tài)；由于二極管D₁導通，開關管S₁為零電壓零電流關斷；當開關管S₂開通時，本模態(tài)結束。

    模式2 [t₁，t₂]：t₁時刻，觸發(fā)開關管S₂開通，負載電流開始由二極管D₁換流至開關管S₂，由于電感L₂的存在，限制了開關管S₂的電流上升率，開關管S₂實現(xiàn)零電流開通，當諧振電感L₂的電流上升至負載電流時，本模態(tài)結束，此時諧振電感上的電流為i_L1(t₀)=0，i_L2(t₀)=i_a。

    模式3 [t₂，t₃]：t₂時刻，二極管D₁的電流線性下降至零后自然關斷，開關管S₂的電流上升至負載電流，此時諧振電容C₁、C₂與諧振電感L₁、L₂進行諧振，當諧振電容C₂的電壓下降至零時，諧振電容C₂和諧振電感L₂諧振完畢，諧振電容C₁和諧振電感L₁繼續(xù)諧振，但由于流過諧振電感L₁、L₂的諧振電流極小且時間極短，因此可以將其忽略得到本模式等效電路，當諧振電感L₂和諧振電容C₂諧振完成后，本模態(tài)結束。

    本模態(tài)結束時，電感L₂中電流達到恒定值，為：

    模式4 [t₃，t₄]：t₃時刻，諧振電容C₂的兩端電壓下降至零后，二極管D₂和二極管D₄導通并分別流過諧振電感L₂中諧振電流的一半；在回路中的電感L以及電容C取值極小的條件下，諧振能量極小， 而由于實際電路中的二極管、開關管存在不可避免的導通損耗以及線路損耗，諧振電感L₁、L₂的諧振電流將在開關管S₂穩(wěn)態(tài)導通期間很快被衰減到零，此時諧振電感L₂和開關管S₂僅流過負載電流i_a，當開關管S₂關斷時，本模態(tài)結束。

    模式5 [t₄，t₅]：t₄時刻，由于諧振電感L₂的電流不能突變，因此開關管S₂關斷后，二極管D₄導通流過負載電流，諧振電容C₁經二極管D₄、D₅、D₆放電，電容C₂經二極管D₄充電，電容C₂兩端電壓從零開始緩慢上升，開關管S₂實現(xiàn)零電壓關斷，當諧振電容C₂的兩端電壓上升到E，諧振電容C₁的兩端電壓下降到零時，本模態(tài)結束。

    模式6 [t₅，t₆]：t₅時刻，當諧振電容C₁的兩端電壓下降至零后，二極管D₁開通流過負載電流，諧振電感L₂中的殘余能量經二極管D₄、D₆環(huán)流，由于實際電路中存在不可避免的線路損耗，諧振電感L₂中的環(huán)流在上下管的開關死區(qū)內很快衰減至零，此后電路再次回到工作模式0，電路開始一個新的開關周期。

3 軟開關逆變拓撲穩(wěn)態(tài)特性

    表1為新型無源軟開關逆變器中不同元件的電壓與電流應力。如表1中所示，開關管和二極管的電壓應力與傳統(tǒng)硬開關逆變器電壓應力相當，且相較于傳統(tǒng)的無源軟開關逆變器，本拓撲中元件的電壓應力較小；另外還可以看到，當電感和電容的參數(shù)取值極小時，電流應力很小接近于負載電流值大小，接近硬開關逆變器的元件電流應力值。

    在SPWM調制策略下，開關管兩端并聯(lián)的電容限制了開關管關斷以后其兩端的最大電壓變化率，開關管開通時的電流變化率由于電感的作用也得到抑制。開關管關斷后其兩端電壓的上升率dv/dt、開關管開通后的電流上升率di/dt分別為：

    由式(3)和式(4)可知，開關管關斷之后其兩端的電壓變化率dv/dt和開關管開通后開關管的電流上升率di/dt及續(xù)流二極管中的電流下降率均可在電路參數(shù)選擇時任意設置，同時可以看出當電容和電感取值極小時，上式兩值可能相對較大，因此要綜合考慮取值。另外由于變化率可以通過確定電容和電感參數(shù)進行確定，因此本拓撲結構可以有效降低主開關管的關斷損耗以及續(xù)流二極管產生的反向恢復損耗，并可使回路產生的EMI進一步得到抑制。

    設定開關管關斷時的電壓上升率(dv/dt)set為1 500 V/μs，逆變輸入直流電壓E=300 V，逆變輸出負載電流最大值i_amax=30 A，開關頻率f_S=16 kHz，逆變器上下開關管死區(qū)時間設定為4 μs。由式(3)得2C=i_a/(dv/dt)set=20 nF，則選擇諧振電容C為10 nF。諧振電感L的大小一方面要考慮到電流變化率，另一方面要考慮到電路中寄生參數(shù)的影響。由于工程實際應用中寄生參數(shù)難以準確估計，因此經過多次估算測試后來確定。Saber仿真時，選擇諧振電感L為1 μH，諧振電容C為10 nF，滿足要求。

4 仿真分析

    圖3為同等條件下硬開關工作時的開關波形圖。從圖中可以看到，硬開關狀態(tài)下，開關管關斷和開通時刻，開關管的電壓上升率和電流上升率很高，開關管中產生的電壓尖峰和電流尖峰較高。

    圖4為本文所提拓撲的開關管開關時刻的動作波形圖。

    從圖4中可以看到，當開關管開通時刻，其電流從零開始緩慢上升，開關管實現(xiàn)零電流開通；在開關管關斷時刻，其電壓從零開始線性上升，開關管實現(xiàn)零電壓關斷，且電壓應力為電源電壓，電流應力相對較小。圖5為電容C₂與電感L₂的波形圖，從模式5以及圖4、圖5中可以看出，在開關周期過程中，僅在開關管開通時刻產生一次諧振，經過此次諧振完成能量的轉移，而波形圖5中電容C₂電壓上升部分由于二極管鉗位作用為線性上升，而電感電流的下降是由回路中的各種雜散損耗造成的。由仿真圖可看出本文所提拓撲有效降低了系統(tǒng)損耗和電磁噪音。

5 結論

    本無源軟開關逆變器拓撲結構簡單，通過合理設置諧振電容及諧振電感的參數(shù)，可實現(xiàn)開關管的零電流開通和零電壓關斷動作，系統(tǒng)中開關元件的開關損耗降低。本無源軟開關逆變拓撲的輔助緩沖回路在實現(xiàn)軟開關的能量交換過程中諧振次數(shù)少，降低了電壓電流快速變化對周圍元器件造成的不利影響，能量交換時諧振次數(shù)的減少有助于減少各元件的導通損耗。采用無源元件數(shù)目較少，減少了以往有源和無源軟開關逆變回路中電容的數(shù)量和體積，逆變裝置的體積和成本得到減少，具有良好的工業(yè)應用前景。

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作者信息:

王曉標，邱佳雄

（東北大學 信息科學與工程學院，遼寧 沈陽110819）