1引言
全球經濟的發展，帶來了其副作用——能源的日趨枯竭。各種能源，尤其是石化能源，是最緊缺的能源，加之溫室效應造成的生態環境破壞，各國其實早已對能源的可持續發展利用產生了相應的考慮，不僅為自己的能源問題擔憂，也為后代的能源問題擔憂，因此，全球已經達成了環境保護和能源再生的一致認同。
在部分潔凈能源中所建立的電力系統，需要利用市電網路或是使用電池做為備載來源，無法全時提供電能，也就無法彌補其間歇性發電的缺憾。因此，在眾多潔凈能源之中，太陽能便成了最環保和最可持續的發電模式，能有效取代目前石油能源。因此，使用太陽能或燃料電池，作為發電系統的初始電力提供者，也就成為國家的能源策略發展重點。
雖然太陽能電池及燃料電池等新能源的開發，其重要性已經成為大家的共識，而有深刻的了解。但整個發電系統，除了以再生能源作為初始電力外，還必須以有效地利用能源為訴求。如圖1為太陽能發電系統的示意圖，太陽能電板吸收光能轉換為電能，并將其輸出的直流電壓，經過直流-直流的電力轉換器及直流-交流的電力逆變器，轉換為直流及交流電，以供應不同電氣器具及設備使用。因此，電力轉換技術是再生能源發電系統中，眾多關鍵技術中的一重要環節，需要彼此提升，相輔相成。
電力轉換技術在過去幾十年，經過研究學者及工程人員的努力，已經成為一相當成熟的技術。但過去電力轉換需求，有很大的比率是以市電整流及功因改善電路后，成為400V直流高壓作電力轉換，或是以電池為原始電力，應用在低功率的應用場合。兩者的電力轉換應用，都因其輸入側為一低電流的規格，半導體或其他元件的導通損耗相對較低，容易處理。反觀，再生能源的發電系統，其提供的輸入電壓為低直流電壓，需要轉換成高輸出的直流或交流電壓，才能在未來完全替代目前石化能源的發電系統，為大多數現行使用的設備使用，提供一穩定的電力。以太陽能電池與燃料電池的電力系統為例，后級的電力轉換需要處理的是變動范圍大的輸入低電壓。假設其產生的電壓為16~24V，若要求的輸出功率為5kW的電力需求，在最低的輸入電壓為16V工作條件下，將有高達300安培以上的輸入電流。只要電力轉換傳輸線上有一毫歐姆的電阻值，就有90瓦以上的損耗，除了造成轉換效率降低外，散熱的處理更是影響空間需求、可靠度及成本的主要因素。處理上述的大電流需求，可以采用單一電力轉換器并聯多個半導體開關元件或采用多相式（Multiphase）并聯多個電力轉換器等方式，來達成高效率高功率密度電力轉換需求的目標。因此，電力轉換技術面對此一應用的挑戰，應是如何提升電力轉換技術，讓每一個電力轉換器能更有效率地處理高升壓比、輸入大電流及輸出高電壓等所衍生的技術問題。
因此，本文提出一新型低輸出電流漣波升壓型電力轉換器（Boost Converter with Ripple Reduction, BCRR）電路架構。基本上，此一電路因其為電流饋入式，得以保留該型電路的優點。同時，又可以改善應用于低壓-高壓的電力轉換器電路，所面臨的高輸入電流及高輸出電壓工作條件下的諸多挑戰，進而可以達成高效率、高功率密度的設計目標。本文除介紹此一電力轉換器電路架構工作原理，并進行以16-24V低輸入電壓，200V輸出電壓及320W輸出功率為電氣規格，制作一雛形電路實驗，驗證此一電路架構能改善元件的高承受電壓及電流應力，降低高壓輸出側脈動波形的電流漣波，并提高以太陽能及燃料電池等低電壓為初始電力的發電系統的效率。
2 電路工作原理
圖2及圖3分別為本文提出一新型低輸出電流漣波升壓型電力轉換器電路及其主要電壓、電流波形。電路的組成，包括一輸入電感器Li，一變壓器T1，兩個半導體開關元件Q1-Q2，一個箝位電容器C1，一個輸出電容器C0，及兩對兩兩串接在一起的整流二極體D1-D2-D3-D4。其中變壓器一次側有兩組繞組P1-P2，二次側有兩組繞組S1-S2，及兩組分別標示為L1-L2的二次側漏感。各組的匝數比，分別為P1：P2：S1：S2=1：1：N：N。
為簡化電路的分析，假設：所有的半導體元件為理想；輸入電感器Li值足夠大，因此可視為一理想電流源；箝位電容器C1，一個輸出電容器C0足夠大，因此可視為一理想電壓源；漏感L1=L2。
本電路的工作原理，可區分為四個時區間，分別如圖4（a）-（d）所示。
（a）T0-T1
如圖4（a）所示，閘級控制信號VGS1于T0加諸于半導體開關元件Q1。因此，半導體開關元件Q1和Q2同時被導通，變壓器一次側兩繞組P1-P2因此被短路，導致一次側輸入電壓跨在輸入電感器Li，處于充電狀態，電感電流因而呈線性上升。而在二次側，因整流二極體D1-D4，無法獲得導通的順向偏壓，均呈現關斷狀態。此時，一半的負載電流由輸出電容C0提供，另一半則由箝位電容器C1經由C1（+）-S1-L1-R-S2-L2-C1（-）路徑提供。由于箝位電容器能分攤此一時區間所需要的負載電流，輸出電容的電流漣波得以降低為負載電流的一半。因此，得以選用較小數值的輸出電容器。另外，因為二次側繞組極性相反，跨在此二繞組上的電壓互相抵消，使得箝位電容器的平均電壓被箝制等于輸出電壓值V0。
（b）T1-T2
如圖4（b）所示，閘級控制信號VGS2于T1被移除。在此一時區間，一次側輸入電壓及電感電壓總和，跨在變壓器一次側P1繞組，經由變壓器二次側繞組S1，整流二極體D1-D2路徑，將大部分的輸入功率傳送到負載。同時，部分的輸入功率也分別對輸出電容C0及箝位電容器C1，經由S1-L1-C0-D2-D1-S1和S2-D2-D1-C1-L2-S2路徑進行充電。此時，二極體D3-D4，分別因D1-D2的導通，而被箝制于輸出電壓值V0。
（c）T2-T3
如圖4（c）所示，閘級控制信號VGS2于T2加諸于半導體開關元件Q2。因此，半導體開關元件Q1和Q2同時被導通，變壓器一次側兩繞組P1-P2因此被短路，導致一次側輸入電壓跨在輸入電感器Li，處于充電狀態，電感電流因而呈線性上升。而在二次側，因整流二極體D1-D4，無法獲得導通的順向偏壓，均呈現關斷狀態。此時，一半的負載電流由輸出電容器C0提供，另一半由箝位電容器C1經由C1（+）-S1-L1-R-S2-L2-C1（-）路徑提供。由于箝位電容器能分攤此一時區間所需要的負載電流，輸出電容器的電流漣波得以降低為負載電流的一半。因此，得以選用較小數值的輸出電容器。另外，因為二次側繞組極性相反，跨在此二繞組上的電壓互相抵消，使得箝位電容器平均電壓被箝制于輸出電壓值V0。
（d）T3-T0
如圖4（d）所示，閘級控制信號VGS1于T3被移除。在此一時區間，一次側輸入電壓及電感電壓總和，跨在變壓器一次側P2繞組，經由變壓器二次側繞組S2，整流二極體D3-D4路徑，將大部分的輸入功率傳送到負載。同時，部分的輸入功率也分別對輸出電容器C0及箝位電容器C1，經由S1-C1-D3-D4-L1-S1和S2-L2-D3-D4-C0-S2路徑進行充電。此時，二極體D1-D2，分別因D3-D4的導通，而被箝制于輸出電壓值V0。
從前一節的探討，在半個工作周期內，個別存在一儲存能量及傳送能量的時區間，Tcharge及Ttransfer各時區間的長短，可以依如下公式求得：
另外從變壓器的伏秒平衡，此一電路的電壓增益可以導出如下：
其中的工作周期，D，應大于50%，變壓器的匝數比也可依下列公式求得：
3 實驗結果顯示
為驗證本文所提出的一新型低輸出電流漣波升壓型電力轉換器，將以16-24V低輸入電壓，200V輸出電壓及320W輸出功率為規格，進行一雛形電路實驗，驗證此一電路架構的可行性及其電氣性能。其規格、主要選用元件及參數條列于表1。
圖5（a）及圖5（b）所示為所提出的新型低輸出電流漣波升壓型電力轉換器，分別在高輸入電壓、輕載工作狀況及低輸入電壓、滿載工作狀況的主要電壓及電流波形。各國中的第三、四組波形分別為VDS1及VDS2電壓，都被箝制在2V0/N（53V）。雖然，二極體D2及D4的波形沒有顯示。但透過第五、六組的波形，可以讀到或計算D1-D4分別箝制在V0。
依照電路分析結果，本電路具有低輸出電流漣波的優點，此一特性可以從實驗得到驗證。圖6為操作于低輸入電壓16V，滿載320W的工作條件下的實驗波形。其中第四組波形顯示輸出電壓漣波滿足0.5V的電氣規格。而第三及第五組的波形。其中第四組波形顯示輸出電壓漣波滿足0.5V的電氣規格。而第三及第五組的波形，分別為箝位電容C1，及輸出電容C0的電流波形IO1，ICO的波形，顯示在輸入電感儲能階段，輸出電容因有箝位電容的協助，只需要提供一半的輸出電流。因此，輸出電容值可以選用68uF/450V；相較于傳統的中間抽頭的全波整流，若為滿足同樣的規格，必須使用的330uF/450V，明顯地有減少空間需求及降低成本的優勢。
圖7為本電路在不同的輸入電壓及不同的負載電流下，功率級電路的效率量測數據。由于本電路高輸入電流及高輸出電壓的應用，低輸入電壓反而因導通損耗增加，效率較低。而最大的效率，為工作于最高輸入電壓3/4滿載電流的工作狀況下獲得，可達到92.19%。
4 結語
本文太陽能及燃料電池等再生能源電力系統在現實中的廣大應用前景，提出一新型低電流漣波升壓型電力轉換器。由于本電路利用輸入電感提供的升壓功能，因此得以使用較小匝數比（15：2=7.5）的變壓器，達成高輸出電壓的增益（200/16=12.5）的電氣規格；也因匝數比下降，變壓器繞制所產生雜散感抗及容抗值隨之降低，因而改善電力轉換器的性能。同時，因箝位電容器兼具漏感能量的回收及二極體電壓的箝位功能，整流二極體沒有因高壓變壓器二次側的漏感，產生電壓突波，得以選用低電壓的二極體，而降低導通損失；又因輸出電流漣波的降低，得以選用較低數值的輸出電容器，節省空間及成本。