由于科技的迅速發展，使得各種行業都需要使用到精密的電子設備。配合使用場合之需要，需數種設備共同使用同一臺電源供應設備，因而導致電路間互相干擾之問題。其中尤以電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）及噪聲（Noise）的問題最令工程師感到困擾。
在 1970 年代早期，半導體裝置及電力電子技術開始蓬勃發展，導致電源供應器由傳統的線性系統急遽轉變為切換式電源供應器。切換式電源供應設備之動作原理一般為對功率晶體管等開關組件做關閉、開啟之切換行為。而此開關組件在切換瞬間出現的大電壓或大電流即是產生高頻噪聲的主要原因。
電源供應系統幾乎是所有電氣產品所必需的，相對的，也就是所有電磁干擾主要來源。因此近代的電氣設備大多會在輸入端加裝一個輸入電磁干擾濾波器。本文中將提出一被動濾波器之設計方法，此一方法可有效降低電源供應設備之 EMI 干擾。本方法僅需少數組件即可達成所需之濾波效果，且組件值之計算容易，讓工程師在設計濾波器時，可減少其時間及金錢上的花費。
本文首先將對電磁干擾做大略的敘述。由于本文所使用的驅動器其內部輸出電源是由返馳切換式電源供應器所提供的，因此我們將探討切換式電源供應器的噪聲產生原因。再來是對本文所提出的濾波器設計步驟作說明，最后利用本文所提出的濾波器設計方法來制作一有效之濾波器，以驗證本文提出之濾波器設計方法是否正確。 不需要的信號造成電磁干擾
在單一系統內全無噪聲而處理甚佳的信號，其電磁能量對綜合系統內其它副系統的信號而言，是屬于不需要的信號 ，此信號可能會造成可觀的干擾，則稱之為電磁干擾（Electromagnetic Interference） 。由于切換式轉換器電壓及電流的瞬間快速變化，使其本身成為一主要電磁干擾源，這不僅會使其它與其使用相同電源的設備產生不良影響，同時也容易使自身的操作出現誤差動作。一般而言，任何流經電源線（Line）與中性線（Neutral）的噪聲電流均可分為共模（Common Mode）成分與差模（Difference Mode）成分。其中共模噪聲電流是指以相同振幅及相位的形式流經L、接地（Ground）及N、G 的噪聲電流，因此亦可稱為非對稱型式的噪聲電流（Asymmetrical-mode noise current）。而差模噪聲電流是指以相同振幅但相位相差180度的形式流經L、N而不經接地線的噪聲電流，因此亦可稱為對稱型式的噪聲電流（Symmetrical-mode noise current）。這兩種形式的噪聲普遍的存在于輸入或輸出線中，任何濾波器之設計均需考慮兩者，圖1為在電路中共模噪聲及差模噪聲路徑示意圖。
切換式電源供應器藉功率開關控制電壓
由于本文中所使用的驅動器其輸出電源是由內部的返馳式電源供應器所提供，且其噪聲主要是由切換式組件所提供。因此我們將敘述切換式電源供應器的動作原理，以使讀者能對其有概略的了解。
切換式電源供應器是利用電路中的功率組件做 ON/OFF 反復變化，將輸入電壓經過整流濾波后所得到之直流電壓以一定的頻率切換，再將其結果加以濾波，即可得一固定的輸出電壓。其主要目的是在已知的輸入電壓下，藉由功率開關的導通與截止動作來控制輸出電壓的大小，在固定的切換頻率（fs=1/Ts=1/(ton+toff)）下，輸出電壓的平均值可藉由ton和toff的大小來決定，此種控制方式也就是所謂的脈波寬度調變切換。 在固定切換頻率下，控制開關的信號可由控制電壓VC 和連續性的鋸齒波Vst經由比較器而產生，控制電壓VC為誤差放大器的輸出，其值可由參考電壓Vref和實際輸出電壓Vo比較后的差值來控制。連續性鋸齒波電壓為一固定切換頻率之波形，在一般的脈沖寬度調變切換控制下，其切換頻率為 10KHz～200KHz。當誤差放大器的控制電壓 VC 大于連續性鋸齒波 Vst時 ，控制開關訊號為高電位，使功率晶體管呈導通狀態。反之，當誤差放大器的控制電壓 VC 小于連續性鋸齒波 Vst 時，控制開關訊號為低電位，使功率晶體管呈截止狀態，圖2(a)為脈沖寬度調變切換控制功能方塊示意圖，圖2(b)為脈沖寬度調變切換控制之相關波形圖。
圖3為一返馳切換式電源供應器電路圖。這個電路是利用AIC3842來做脈沖寬度調變控制，RT、CT會提供一連續性三角波并與VREF做比較，比較過后的輸出電壓可用來切換晶體管UFN833，藉由晶體管的ON、OFF使變壓器一次側電壓產生正負極性變化的動作，此時二次側整流器會有順偏、逆偏的動作，而使輸出電壓產生震蕩，經過電容器的濾波后可得到一穩定的輸出電壓。
濾波器設計原理
圖 4 為本文所使用之 π 型電磁干擾濾波器架構。圖中包括了 CM 電感、DM 電感、X 電容及 Y 電容各兩個以及一個泄放電阻。以下將分別針對共模及差模噪聲之產生，將其簡化成共模及差模等效電路。
CM等效電路
要將圖 4 的電路簡化成共模等效電路只需將 X 電容去掉，并以接地點為中性線將電路對折，此時電感值變為一半，而電容值由于并聯的關系變成兩倍，其等效電路簡化流程如圖5所示。
DM等效電路
要將圖4的電路簡化成差模等效電路只需將Y電容的接地拿掉，此時Y電容的值變成1/2倍，而共模電感LC以漏電感代替（這是因為共模電感在差模時只有其漏電感有作用），并將差模電感拿到一邊，其等效電感量變為原來的兩倍，其等效電路
流程如圖6所示。
濾波器組件之設計
A、 利用量得的噪聲大小來計算其所需的衰減量（VATT）
VATT=VACT-Vlimit(dB) （1）
其中VACT：實際所量測的噪聲值
Vlimit：法規之限制值
B、 計算其轉折頻率
由于共模等效電路各有一個電感及電容 ，因此其衰減斜率可用40dB/decade來計算 ，得轉折頻率（fR）為
其中fnoise 為需要衰減的噪聲頻率
C、 計算濾波器組件值
首先考慮漏地電流（Ig的限制），進而求出CY電容的大小，其值可由下式計算得到
V：Y電容之耐電壓
f：電源線之頻率
利用所求得的轉折頻率及下列式子，可求得共模電感（Lc）值
差模電感可由上述共模電感之漏電感來代替（其感值約為共模電感之 0.5﹪～2﹪），再用相同的轉折頻率來設計 CX 電容，
由于安規規定當總X電容的值大于0.5µF時，便需加裝泄放電阻來提供電容在關閉時的放電路徑之用，其值可由下式得到
系統制作與實驗結果
本文分別針對兩種不同的負載，采用相同的設計步驟來制作一π型濾波器，以左證本文提出之濾波器設計方法是否可行，并利用 IsSpice 電路仿真軟件之仿真功能來輔助設計。表 1 及表 2 分別為本文所使用的驅動器及兩種不同馬達規格，圖 7 為量測噪聲時之相關器材接線圖。本文所采用的法規為工業界、科學界及醫療領域所采用的EN55011（Group2，Class A）。
量測噪聲
在量測噪聲之前，必須先量測電源端的背景噪聲。因為電源背景噪聲會影響濾波器對噪聲的抑制效果，所以如果電源背景噪聲很大時，就必須采取某些步驟將其降低，如加裝隔離變壓器。一般而言，電源背景噪聲都希望能抑制在40dBµV以下。圖8為電源背景噪聲圖。 在圖8中最上方的兩條曲線分別為法規EN55011之標準值，上面一條為準峰值（Quasi Peak）限定值曲線，下面一條則為平均值（Average Vaule）限定值曲線。 再來將量測待測物之總噪聲。由于本文所使用之驅動器需一額外之信號產生器來提供訊號給驅動器，以使驅動器能動作。但此信號產生器所生之噪聲不在我們所需量測的待測物噪聲范圍內，因此在此假設此信號產生器所生之噪聲非常小，不足以影響總噪聲值。圖 9 及圖 10 分別為驅動器未加訊號產生器及加上訊號產生器后之噪聲圖。由圖中可知其差別不大，與我們的假設相符。圖11為驅動器加上馬達A后之噪聲圖。
濾波器之設計步驟
從圖11中可以看出其最大噪聲為82.1dBµV，而在150KHz～500KHz 處，EN55011之法規限制為66 dBµV，因此由式（1）
可以得到其所須之衰減量為
VATT＝82.1-66＝16.1（dBµV） （7）
由于法規 EN55011 中的法規限制只考慮到 150KHz～30MHz 的地方，且最大噪聲通常會產生在以載波頻率為倍數的地方。
因此我們假設濾波器之轉折頻率設定在150KHz 之前的載波頻率倍數上，在本設計方法中，可假設其最大噪聲是出現在20 x 7＝140KHz 的地方，則其轉折頻率fR可由式（2）計算得到
由式（8）中所求得的轉折頻率為fR=55.42KHz。我們可由式（3）中求出Y電容的值
其中250V為電容之耐電壓。為了參考實際值，我們取Y電容為CY=22nF，而共模電感（Lc）的值可由式（4）求得
參考實際值取Lc的值為0.4mH，圖12(a)及圖12(b)分別為A濾波器的共模電路及仿真結果。 由圖12(b)中可以看出其轉折頻率為51.4kHz，由于組件值選擇的關系，所以此值與我們所計算的有些差異。而在150kHz處的衰減量為17dB，這與我們實際上所需要的衰減量相近。 由于在濾波器的結構中，差模電感的主要功能是在濾除高頻噪聲，而在本例子中得較高頻帶范圍是符合法規標準的，因此我
參考實際值，我們取X電容的值為4.2µF，圖13(a)及圖13(b)分別為A濾波器差模電路和仿真結果。
由圖13(b)中可以觀察出其在轉折頻率處的衰減量和理論值非常接近，而差模電路在66.8KHz 處所產生的轉折頻率會被X電容的值所影響，因此，實際上差模等效電路能夠有效抑制差模噪聲是從66.8KHz 處開始的。 由于法規規定當總 X 電容大于 0.5µF 時，便需加裝一泄放電阻以提供 X 電容在電源關閉時放電之用，所以取泄放電阻的值為100KΩ。根據以上所求得的濾波器組件值，我們可以得到完整的濾波器架構，如圖14(a)所示，由圖 14(b)的仿真結果中可以看出其與共模電路的仿真結果非常接近，這符合我們當初以共模結構為主要設計部分的假設，圖 15 為待測物 A 加上 A 濾波器后的量測結果。圖 16 為 A 濾波器與待測物 A 之接線圖。由圖 15 可以清楚的看到噪聲得到良好的抑制效果。
本文另外針對另一圓型步進馬達，并采用本文所使用的濾波器設計方法來設計其濾波器，再對兩種結果作比較。 圖 17 為濾波器加上馬達 B 后之噪聲圖形。由圖中可以看出其最大噪聲為 74dBµV，根據之前的設計步驟可以得到 B 濾波器的組件值，分別為轉折頻率 fR＝88.33KHz，共模電感 Lc=0.5mH，Y 電容 CY=22nF，其中用來代替差模電感的共模電感之漏感量Lleakage=1µH，X電容Cx=3.2µF，泄放電阻R=150KΩ，圖18(a)及圖18(b)分別為B濾波器之共模等效電路及仿真結果。圖19(a)及圖19(b)分別為 B濾波器的差模等效電路及仿真結果。圖20(a)及圖20(b)分別為B濾波器的完整電路架構及仿真結果。圖21為待測物B加上濾波器B后的噪聲量測結果。圖22為B濾波器與待測物B之接線圖。
主要衰減量由共模結構等效電路提供
由上述濾波器 A 和濾波器 B 的量測結果，并配合仿真的結果來加以輔助，可以發現對濾波器的噪聲衰減量而言，其主要衰減量是由共模結構的等效電路來提供的。由量測結果中可以發現由于我們使用共模電感的漏感量來代替差模電感的緣故，會使得待測物在較高頻部分（約6MHz～20MHz之間）的噪聲抑制情形較差。而由于其最大噪聲的發生大約都在150KHz～1MHz之間，因此不須為了抑制較高頻帶處的噪聲而降低較低頻帶處的噪聲衰減量，因為這樣也許會使得較低頻帶處的噪聲無法通過法規標準，也就是說我們只需針對 1MHz 之內產生的最大噪聲來設計濾波器即可，這也是我們不使用差模電感的主要原因。如此既可確保所求得的濾波器組件值能使待測物通過法規標準，亦可大幅減少在設計濾波器時所花費的時間及金錢。
探討噪聲原因 預測產生地點
近年來，電磁干擾的問題逐漸受到重視，電力電子組件設計者在制作組件時，除了要注意組件特性以外，還要考慮組件是否會產生過大的噪聲，進而影響其它電力電子組件的運作，但就目前的研究看來，仍有許多不足之處，故在此提出未來能夠努力的方向。 仔細探討待測物內部各組件的噪聲產生原因，冀望能直接針對噪聲的產生原因濾除噪聲，而不需加裝額外的濾波器。 希望能藉由電路仿真軟件的功能，預測噪聲之可能產生地點，并藉此功能，對該地點的噪聲產生原因加以分析以尋求最佳之解決方法。