一、電路的設計

　　1.電路組成

　　全電路由抗浪涌保護、EMI 濾波、全橋整流、反激式變換器、PWMLED驅動控制器、閉環(huán)反饋電路組成，如圖1。

　　圖1 基于SA7527的LED驅動電路框圖

　　2.主電路分析

　　主電路如圖2所示。從AC220V看去，交流市電入口接有熔絲F1和抗浪涌的壓敏電阻RV1，熔絲起到線路輸入電路過流保護的作用，壓敏電阻RV1用來抑制來自電網的瞬時高電壓保護輸入線路的安全，之后是EMI濾波器，L1，L2，C1是共模濾波器，L3，L4，C2是差模濾波器，DB107是全橋整流電路，C13是一個電容濾波器，經過整流后的電壓（電流）仍然是有脈沖的直流電。為了減少波動，通常要加濾波器，由R19，C8，D5組成的RCD緩沖電路是為了防止功率管Q1在關斷過程中承受大反壓，緩沖電路的二極管一般選擇快速恢復二極管。

　　輸出濾波器C10，C11，C12并聯是為了減少電壓紋波。

　　本電路的特點： （ 1 ） 寬電壓輸入范圍；（2）恒流/恒壓特性；（3）由LM358組成的輸出反饋取樣與恒流/恒壓控制電路，成本低，控制精度高，調試簡單； （4）本電路可以驅動不同功率的LED。

　　3.啟動電路的設計

　　啟動電路如圖2所示。為了使電路正常啟動，應該在整流橋整流后的變壓器初級線圈與SA7527的供電電壓端8腳之間連接一個啟動電阻R20，并在8腳與地之間連接一個啟動電容C9。接通電源時，流過啟動電阻R20的電流對啟動電容C9充電。當C9的充電電壓達到啟動門限電壓（典型值為11.5V）后，SA7527導通，并驅動功率管Q1開始工作。整流后電壓的最大值和最小值分別用U imax和U imin來表示，I STmax為最大啟動電流，V th（st）max為啟動門限電壓最大值，啟動電阻R20由下列公式（1）和公式（2）來確定，該電阻應選擇功率電阻，最大消耗功率不能超過1W。

　　圖2 主電路和啟動電路

　　啟動電容C9應由下式來確定：

　　式中，I dcc為動態(tài)工作電流；f ac為交流電網頻率；HY （ST）為欠電壓鎖定滯后電壓。

　　4.控制電路的設計

　　4.1芯片介紹

　　SA7527是一個簡單而且高效的功率因子校正芯片。此電路適用于電子鎮(zhèn)流器和所需體積小、功耗低、外圍器件少的高密度電源。

　　4.2控制方法的分析

　　控制電路如圖3所示。該控制電路是峰值電流控制模式，當功率管Q1導通時，二極管D6，D7截止，變壓器T1的原邊電感電流線性上升，當電流上升到乘法器輸出電流基準時關斷功率管Q1；當功率管Q1關斷時，二極管D6，D7導通，電感電流從峰值開始線性下降，一旦電感電流降到零時，被零電流檢測電阻檢測到，功率管Q1再次導通，開始一個新的開關周期，如此反復。

　　圖3 控制電路

　　4.3零電流檢測電阻的設計

　　零電流檢測端外圍電路如圖4所示。MOSFET功率管利用零電流檢測器導通，并且在峰值電感電流達到由乘法器輸出設定的門限電平時關斷。

　　圖4 零電流檢測端外圍電路

　　一旦電感電流沿向下的斜坡降至零電平，SA7527的零電流檢測器通過連接于5腳的變壓器副繞組電壓極性的反轉進行檢測，SA7527的7腳產生輸出，驅動MOSFET功率管又開始導通。當電感電流沿向上的斜坡從零增加到峰值之后，MOSFET功率管則開始關斷。直到電感電流降至零之前，MOSFET功率管一直截止。由芯片介紹資料可知，零電流檢測端電流最大不能超過3mA，因此零電流檢測電阻R25由下式來確定。

　　式中，Vcc為芯片供電電壓。

　　4.4輸入電壓檢測電阻的設計

　　乘法器外圍電路如圖5所示。交流輸入經整流后得到一個半波正弦形狀的電壓波形，為了使輸入電流較好地跟蹤輸入電壓波形，我們要在交流輸入整流后進行電壓采樣，經電阻R21和R22分壓后，電壓約縮小100倍輸入到SA7527的3腳，在電阻R2并聯一個電容C15除整流后的電壓紋波。由芯片的內部結構可知，乘法器輸入端3腳電壓在3.8V以下可以保證較好的功率因數校正效果。

圖5 乘法器外圍電路

　　因此應滿足3腳的最大輸入電壓不超過3.8V，即：

　　4.5電流感應電阻的設計

　　電流檢測外圍電路如圖6所示。

圖6 電流檢測外圍電路

　　電路采用峰值電流檢測法，因此在MOSFET功率管的源極與地之間接上一個電流感應電阻R24，MOSFET功率管的源極端接在SA7527的電流感應端4腳CS端，一般的應用電路中會在電流感應電阻后接上一個RC濾波電路以濾去開關電流的尖峰，因為SA7527芯片內部已經有RC濾波電路，所以這里不必加外圍RC濾波電路，從而減少了SA7527的外部元件數量。電流感測比較器采用RS鎖存結構，可以保證在給定的周期之內在驅動輸出端僅有一個信號脈沖出現。當電流感應電阻兩端的感應電壓超過了乘法器的輸出端門限電壓時，電流感應比較器就會關斷MOSFET功率管并且復位PWM鎖存器。電感電流的峰值在正常情況下由乘法器的輸出Vmo來控制，但壓是當在輸入電壓太高或者輸出電壓誤差放大器檢測出現問題時，電流感應端的門限電值就會在內部被鉗位在1.8V。這是由于芯片內部的電流感應比較器的反相輸入端接有一個1.8V的穩(wěn)壓二極管，因此電流感應電阻的取值要滿足公式（6）和公式（7）兩個條件。

　　其中

　　K為乘法器增益，ΔVm2 =Vm2 -Vref ，為電壓誤差放大器的輸出與芯片內部參考電壓的差值。

　　4.6閉環(huán)反饋電路的設計

　　閉環(huán)反饋電路如圖7所示。該電路是一個恒流恒壓輸出電路，它是由雙運放LM358和TL431構成的電流控制環(huán)和電壓控制環(huán)，先恒流后恒壓，先是電流采樣，D2導通，D1截止，實現恒流，然后是電壓采樣，D1導通，D2截止，實現恒壓。

　　圖7 閉環(huán)反饋電路

　　電流控制環(huán)：TL431是精密電壓調整器，陰極K與控制極R直接短路構成精密的2.5V基準電壓。該電壓由R11送到LM358的5腳（同相輸入端），R5直接從輸出端采樣電流，將電流轉換成電壓，再將電壓值送到LM358的6腳（反相輸入端），將同相輸入端的電壓和反相輸入端的電壓進行比較，并在7腳輸出高低電平來控制流過光耦EL817的導通與關斷，進而通過SA7527控制變壓器一次側輸出占空比的大小，達到穩(wěn)定輸出電流的結果，C1，R3為反相輸入端與輸出端的反饋元件，可通過調整其數值來調整放大器的反饋增益。當電路接P5端口時，輸出電流的大小為：

，

，

　　其他端口同例。

　　電壓控制環(huán)：TL431是精密電壓調整器，陰極K與控制極R直接短路構成精密的2.5V基準電壓。該電壓由R10送到LM358的3腳（同相輸入端），R7直接從輸出端采樣電壓，R7，R9組成分壓電路，將分壓值送到LM358的2腳（反相輸入端），將同相輸入端的電壓和反相輸入端的電壓進行比較，并在1腳輸出高低電平來控制流過光耦EL817的導通與關斷，進而通過SA7527控制變壓器一次側輸出占空比的大小，達到穩(wěn)定輸出電壓的結果，C3，R8為反相輸入端與輸出端的反饋元件，可通過調整其數值來調整放大器的反饋增益。當電路接P1端口時，P1端口的輸出電壓為：

　　，

        其他端口同例。

二、電壓控制環(huán)和電流控制環(huán)的建模與仿真

　　1.電壓控制環(huán)的建模與仿真

　　首先一個重要的中間量是TL431陰極電壓變化量k Δv 與輸出波動o Δv的關系式為：

　　其中

　　陰極的電壓變化引起光耦二極管電流變化：

　　高壓感應側光電流變化：

　　其中

　　反饋網絡：

　　組成控制框圖如圖8所示。

　　圖8 電壓環(huán)結構

　　系統的開環(huán)傳遞函數：

　　將R 2=4.7KΩ，R 7=150kΩ，R 8 = 2 。 2 k Ω ，R 9 = 4 。 7 k Ω ，R 19=1kΩ，C 3=1mF，CTR =100%，101 pwm k= L？ f = 代入式1 6 中， 用MATLAB仿真得到電壓控制環(huán)的波特圖如圖9所示。交越頻率4.8KHZ，相位裕量100o。

　　圖9 電壓環(huán)的波特圖

　　2.電流環(huán)控制環(huán)的建模和仿真

　　系統的開環(huán)傳遞函數：

　　將R 2 = 4 。 7 k Ω ，R 3 = 2 。 2 k Ω ，R 4 = 2 。 2 k Ω ，R 5 = 0 。 3 6 Ω ，R 19=1kΩ，C 1=1mF ，CTR =100%，101 pwm k= L？ f = 代入式1 9 中， 用MATLAB仿真得到電壓控制環(huán)的波特圖如圖10所示。交越頻率220kHz，相位裕量46°。

　　圖10 電流環(huán)結構

三、實驗結果分析

　　搭建一個18W的實驗電路接入電源，用各種儀器測試的波形圖如圖11、圖12、圖13和圖14所示。從上面波形圖可以看出，輸出電流電壓能夠恒流恒壓輸出，電路效率達到85%以上，功率因素（PF）達到90%左右。

　　圖11 電流環(huán)的波特圖

　　圖12 電流電壓輸出波形

　　圖13 輸入電壓和效率曲線

　　圖14 輸入電壓和功率因數曲線

結論

　　LED日光燈是一種綠色光源，有著非常廣泛的應用前景。通過仿真和實驗驗證，本電路能寬電壓輸入，恒流恒壓輸出，電流控制環(huán)和電壓控制環(huán)不僅響應速度快而且穩(wěn)定，輸出電流電壓都很穩(wěn)定，電路的效率達到85%以上，達到了滿意的效果，該電路還有多個端口，能夠驅動不同功率的LED，能夠在實際生活中應用。