在實際應用一個電路時，噪聲和波動常會在不知不覺時被引入到供電電壓中，從而影響輸出端電壓。為此，要使電路穩(wěn)定，就必須消除或抑制這些噪聲。基于這個原因，弄清楚由供電電壓導致的噪聲，在輸出端是如何表現(xiàn)的以及如何測量并削弱這些影響輸出的噪聲是必要的。
PSRR是電路抑制來自于電源噪聲能力的量化術語。它被定義為輸入端到輸出端的增益與電源到輸出端增益的比值，即
這里，A(s)=輸入端到輸出端的增益=Gm×Rout；Ap(s)=電源到輸出端的增益=GMp×Rout。
因此
這里，Gm為輸入信號跨導；GMp為電源跨導。
1 改善PSRR的方法
為減小電源波動對輸出端的影響，Gm必須增加而GMp必須減小。理想情況下，要完全排除電源波動的影響，就要使Gm無限大，而GMp為0。文中介紹了共源共柵技術，負反饋技術和采用附加電路。3種改善放大器電路PSRR的方法，并進行了仿真驗證。
通過從VDD到輸出端能夠反方向影響電源波動的負增益改善PSRR，從而反映到放大電路的輸出端。共源放大器為應用這一技術提供了支撐，結果已被證實。
2 共源共柵技術
2．1 簡介
共源共柵技術，盡管增加了放大器的輸出阻抗Rout，卻也極大地增加了放大器電路的增益。然而，從電源VDD到輸出端的增益仍然為1，與共源放大器相同。這樣，共源共柵技術改善了PSRR，由于它增加了輸入端到輸出端的增益，而保持電源到輸出端的增益為常數(shù)。
然而，和共源放大器相比，共源共柵也帶來了輸出擺幅和3 dB頻率點減小的不足。輸出擺幅減小是由于Vd輸出擺幅值要求較低。由于輸出能力增加，輸出端的頻率點左移而導致3 dB頻率的減小。
2．2 電路
共源電路如圖1所示，它由一個PMOS管作為負載，以負載MOS管的偏置電路來估計放大器的PSRR。一個30 μA的電流源被用做放大器的偏置。這個共源放大器的增益可以仿真到3 dB頻率為5．43 MHz8寸的356。由于電源端的增益AVDD為1，因此PSRR仍然為356。
多級共源放大器如圖2所示，它包括共源共柵NMOS晶體管M1和M2。這些晶體管的偏置電壓由鏡像電流源產生，并由M1分流。30μA的電流源被用來匹配共源放大器的偏置。盡管負載器件只包含單級MOS，沒有級聯(lián)，但放大器的增益為722，是原來的2倍。然而，由于輸出阻抗增加，3 dB點的頻率減小到3．57 MHz。
2．3 仿真結果及輸出曲線
在共源電路里，可看到AVDD=1。這意味著波動從電源VDD無衰減的傳遞到輸出端，由此發(fā)現(xiàn)PSRR=放大器的增益，因而為了增加電路的PSRR，這一技術更趨向于增加電路的增益。然而，該方法的主要不足在于其低的輸出擺幅，其應用受到了頻率較低的限制，在高頻時PSRR較低。
3 負反饋技術
3．1 簡介
由于負反饋保證了輸出端電壓跟隨輸入端電壓，穩(wěn)定了電路。且抑制了來自像電源等其它節(jié)點的干擾，并給出了較低的電源到輸出端的增益，因而改善了整個電路的PSRR。
3．2 電路
為構建負反饋方法改善PSRR，對一種帶有負反饋的共源放大電路進行了仿真，并與圖1中仿真的不帶負反饋的共源放大器進行了比較。負反饋的電路如圖5所示，輸出電壓被采樣并控制M6，由M6的電流通過R0轉換為電壓，輸出電流及M0的輸入電流混合構成。負載器件是PMOS管，其偏置電壓由一鏡像電路產生。在設計過程中，其電阻值是關鍵，因為它決定著增益和PSRR值之間的平衡。電阻值過大會損失增益。
3．3 仿真結果及輸出曲線
在使用負反饋的電路中，AVDD值已減小到0．293。最后PSRR得已改善。負反饋把輸出電壓強加于輸入電壓，從而穩(wěn)定了電路。因此，它能抑制任何從其他節(jié)點像電源等的波動，即使只有很低的電源到輸出節(jié)點的增益值。因此使用其它方法像共源共射電路、增益提升等來增加這一電路的增益，應用相同的反饋電路將極大地隨增益而改善電路的PSRR。
4 附加電路方法
4．1 簡介
附加電路是為提供消除在正常電路中電源對輸出的影響，而搭建的從VDD到輸出的負增益通道作為設計目標。由于負增益消除了VDD對輸出節(jié)點的影響，改善PSRR值的GMp減小了。
4．2 電路
帶附加電路的共源電路如圖7和圖8所示，消除了使用工作以線性范圍內的共源放大器，從VDD到輸出節(jié)點電源波動的影響。
由于共源放大器為反相輸出，由M14放大后的VDD波動，明顯影響了經過輸出節(jié)點晶體管M3的VDD波動。附加電路法使增益和PSRR值達到了平衡。隨著增益的增加，PSRR值則減小。
給出了兩種電路仿真如圖9和圖10所示，其中第一個工作在高增益下，相應的PSRR較低。M14有電源電壓VDD提供門限電壓，使其有較高的Vgs值，導致其工作在線性區(qū)域。輸入晶體管M0工作在很高R0和跨導Gm的飽和區(qū)。因而M14也被驅動工作在飽和區(qū)，而增加了它的R0和Gm值，盡管它工作在線性區(qū)。結果發(fā)現(xiàn)此電路有很高的整體增益和AVDD值以及很低的PSRR。
在第2個仿真里，輸入晶體管M0工作在飽和區(qū)，卻在線性區(qū)的邊緣。因此，晶體管M14和M10工作在較深的線性區(qū)，減少M14消耗的等效電阻Ra。結果，放大器的增益有所下降，同樣AVDD的值也會下降。最后，電路的PSRR徹底改善了整個放大器的增益，且能夠在第二級放大器中得到改善，并維持較高的PSRR值。
4．3 仿真結果及輸出曲線
通過使用消除電源波動影響的附加電路，改善了PSRR。但由于輸出阻抗上附加電路的影響，整個電路的增益依然有待于改變。從上述結果看，整個電路將獲得一個增益與PSRR的平衡。
然而，這一電路的3 dB頻率點與使用負反饋技術相比較低，盡管附加的MOSFET增加了輸出節(jié)點的負載電容，極點左移而3 dB頻率變低。低增益和高PSRR放大器，能通過級連達到較高的增益。
5 結束語
盡管共源共柵技術同比率改善了電路的增益和PSRR，但它卻隨之帶來較低的輸出擺幅和3 dB頻率點及較高的輸出阻抗，且不適于放大器的級聯(lián)和較高工作頻率等需求的應用中。負反饋技術在改善放大器PSRR的同時又穩(wěn)定了輸出。盡管負反饋技術減少了從電源到輸出節(jié)點的增益，如AVDD，并且增益了PSRR。但增益是按比例減少，B值能夠被合理的調整以達到增益要求。這一技術對工作在高頻中的電路有效。附加電路則是能夠給出最大PSRR值的技術，其結論能夠從3種技術的仿真數(shù)據(jù)輸出表里看出，并能維持較高的增益值。但它也有減小電路3 dB頻率點的不足，因為在輸出端引進了附加電容。因此，如表3中的電路2可以看到，這一電路能夠達到極高的PSRR值，卻是以很低的增益為代價。因此，該電路在設計含級聯(lián)放大器電路的設計中有重要作用，這里增益可通過級聯(lián)解決。附加電路能夠滿足電源波動穩(wěn)定性的需求。