使用高速ADC(模數轉換器)進行產品開發時，或者評估這些器件以便用于設計時，必須注意ADC的輸出諧波。ADC通常使用差分輸入，使共模噪聲和失真降至最低，但只有在平衡和對稱的情況下，這些輸入才能發揮最大效用。可以使用一個由兩個RF信號發生器和一個振蕩器組成的測試系統，來測量差分不平衡對ADC輸入的影響。
當ADC的差分模擬輸入由于驅動錯相而變得不平衡時，器件輸出中的偶次階失真會提高。下面說明如何測量高速ADC的諧波性能，以便了解差分不平衡的影響。
1 測試設置
測試設置(如圖1所示)使用兩個RF信號發生器驅動2 MHz至300 MHz頻率范圍的ADC模擬輸入。必須使信號發生器的參考頻率彼此鎖定，這樣有助于限制相位隨時間變化而發生的非預期漂移。每個信號發生器的輸出均通過一個低通濾波器，低通濾波器連接到一個雙路低損耗分路器，從而可以利用示波器來觀察差分信號。各輸入端應使用相同制造商和型號的低損耗分路器。為了使用ADC，需要一個評估板。此外，分路器前應使用兩個相同制造商和型號的低通濾波器或帶通濾波器，以便限制來自信號發生器的寬帶噪聲。
圖1 用于測量相位不平衡的測試設置
一致的模擬信號路徑可以將測量誤差降至最小。分路器前后的電纜應為同一類型并且長度相同。從信號發生器到分路器的電纜長度必須相同，這點很容易明白。分路器之后的電纜長度(連接到ADC和示波器)容易忽略，也需要相同的長度以保護測量結果。如果評估板上具有從連接點到ADC引腳的走線，則從分路器到示波器也必須復制相同長度的走線。因此，考慮到走線差異，從分路器到示波器的電纜長度可能需要略有不同。同等信號路徑可確保您在示波器上查看的信號能夠準確代表ADC模擬輸入引腳上的信號。
推薦方法似乎應當是把示波器探頭引線直接焊接到ADC的模擬輸入端，以便獲得正確的長度匹配，但這種方法會增加ADC探測模擬輸入端的寄生電容和電感，引起測量波動。適當的探頭結合電纜和分路器，可以將寄生電容和電感降至最低，從而在示波器上產生更干凈的信號。
務必使用適當帶寬的示波器，以便顯示差分模擬輸入測試頻率。注意隨時監控各信號發生器，測試信號應保持穩定。可以使用示波器的數學功能來確保兩個信號具有正確的相位和幅度關系，即當差分輸入180°反相時，信號A + 信號B應盡可能接近0 V。當然，隨著信號偏離180°，信號幅度之和應增大，但無論相位如何偏移，都應當能夠使用該信號。由此便可確定正確的相位參考點(180°反相)，從該點開始測試。
評估板需要一個干凈的時鐘信號。務必使用低相位噪聲的振蕩器或信號源，這樣才不會限制ADC的性能。ADI公司使用250 MHz Wenzel晶振和TTE 250 MHz帶通濾波器。圖2從左至右分別顯示的是示波器、濾波器和高速ADC評估板。
圖2 由示波器、低通濾波器和ADC評估板(從左至右) 組成的采樣時鐘設置
當ADC的模擬輸入與示波器不同相時，兩個信號之間的差分幅度不匹配會導致ADC輸入信號的基頻功率略有降低。應使用FFT(快速傅里葉變換)監控測試頻率在所有相位變化下的基頻電平。對幅度進行微調，確保ADC始終以相同的電平工作。基頻功率的差異會導致結果不準確，說明ADC由于相位和基頻功率變得不準確而表現不佳。
圖3顯示同一器件以相同頻率工作，并使用ADI公司Visual Analog軟件獲得的兩個FFT讀數。圖3a和圖3b分別突出顯示了當兩個輸入信號之間的相位差為0°(圖3a)和20°(圖3b)時的基頻幅度差異，圖3b中的二次諧波功率有所提高。
圖3 a) 當兩個輸入信號之間的相位差偏移20° (b)時， 二次諧波(標記為“2”)的功率提高使用高速ADC(模數轉換器)進行產品開發時，或者評估這些器件以便用于設計時，必須注意ADC的輸出諧波。ADC通常使用差分輸入，使共模噪聲和失真降至最低，但只有在平衡和對稱的情況下，這些輸入才能發揮最大效用。可以使用一個由兩個RF信號發生器和一個振蕩器組成的測試系統，來測量差分不平衡對ADC輸入的影響。
當ADC的差分模擬輸入由于驅動錯相而變得不平衡時，器件輸出中的偶次階失真會提高。下面說明如何測量高速ADC的諧波性能，以便了解差分不平衡的影響。
2 測試程序
要開始測試，請設置其中一個信號發生器產生相位偏移等于0°的信號，并設置另一個信號發生器，使示波器顯示兩個相差180°的波形。這兩個波形的幅度彼此接近，頻率完全相同，使用示波器的數學功能(通道A + 通道B)將得到一條基本上為0 V的平坦直線。注意，由于發生器本身存在誤差，信號發生器不一定需要設置完全相同的幅度。這里的任何差異都是由信號發生器本身相對于頻率的參考增益和相位誤差引起的，因此，必須使用示波器將相位或幅度誤差調零，從而盡可能降低測量誤差。接下來，您可以讓一個信號發生器在0°相位偏移下掃描+30°至-30°，同時另一個信號發生器的相位保持不變。
您需要選擇某一基頻功率，然后在整個測試過程中維持該功率不變。本次試驗中，我們將各信號發生器的基頻信號功率設置為-6 dBFS。設置基頻信號的功率后，應利用示波器的數學功能檢查兩個信號的相位和幅度。數學功能的峰峰值電平應盡可能接近0。一旦測量系統處于平衡狀態，就可以使用該點作為0°錯相參考起始點。
測試應包括保存+30°至-30°范圍(相對于信號相差180°時的參考點)內每一度錯相的ADC二次和三次諧波性能。當兩個信號的相位差偏離180°時，載波信號的功率會像前面的圖3所示一樣下降。因此，需要利用兩個信號發生器的輸出幅度，使基頻信號的功率水平保持不變。使用示波器來確認信號幅度，在時域中顯示經過任何調整之后的信號。一旦采集到30個數據點(1°偏移至30°偏移)，就可以設置信號發生器輸出電平，使其信號再次相差180°，并且重新調整幅度，確保不發生任何未知的幅度或相位漂移。對于從0°參考點開始的-1°至-30°偏移，重復上述程序。
在轉換器或其目標應用的有用帶寬內執行測量。本次試驗中，我們使用了2 MHz、70 MHz、170 MHz和300 MHz的輸入頻率，同時調整了分路器前的濾波器帶寬，以支持測試信號的適當帶寬。
3 測試結果
圖4顯示了從2 MHz到300 MHz輸入頻率的歸一化數據集合。低頻對相位不平衡的耐受能力高于高頻。此圖顯示諧波功率隨著頻率而提高。這些測量數據顯示的相對測量結果，目的不在于說明ADC的真實性能，而是讓您了解模擬輸入信號相位不平衡時的變化趨勢。
圖4 低頻時的二次諧波功率低于高頻時的二次諧波功率
由于正向和負向的相位變化產生的結果相似，因此對正偏移和負偏移產生的諧波進行平均，并且歸一化到零點。通過試驗可以看出，隨著頻率升高，相位對器件的二次諧波性能有直接影響。
圖5以地形圖形式顯示了相位偏差、模擬輸入頻率和二次諧波性能之間的關系。隨著相位偏差增大，所有頻率的輸入信號(dB)都下降，表現為輸入信號的二次諧波幅度提高。
圖5 二次諧波功率與頻率和相位偏差的關系圖6與圖4相似，顯示了每個頻率下歸一化輸入信號的三次諧波性能。相位偏差對三次諧波的影響遠小于對二次諧波的影響。無論是低頻還是高頻，轉換器的性能相對于任何相位偏差都是平坦的。
圖6 無論頻率高低，三次諧波功率的差別不大
圖7以地形圖形式顯示了三次諧波的平均性能。只需看看刻度的差異，就能明白轉換器的三次諧波性能與頻率相位偏差的關系不像二次諧波那樣密切，這是因為ADC的奇數階非線性主要取決于轉換器對調整、校準、設計或工藝限制的響應。
圖7 諧波功率與頻率和相位偏移的關系說明：功率提高是相位偏移的結果，而不是頻率偏移的結果
4 結語
上述測量進一步證實，偶次階失真與平衡和對稱有關。同時還表明，為了實現數據手冊所述的性能，前端輸入網絡設計需要確保ADC模擬輸入引腳的模擬輸入(通常表示為AIN+/-或VIN+/-)之間的相位偏差在±3-4°范圍內。