隨著微電子技術和計算機技術的飛速發展, 各種電子測量儀器在原理、功能、精度及自動化水平等方面都發生了巨大的變化, 特別是DSP技術誕生以后，電子測量技術更是邁進了一個全新的時代。近年來，DSP逐漸成為各種電子器件的基礎器件，逐漸成為21世紀最具發展潛力的朝陽行業，甚至被譽為信息化數字化時代革命旗手。在電子測量技術中，頻率是最基本的參數之一，它與許多電參量和非電量的測量都有著十分密切的關系。例如，許多傳感器就是將一些非電量轉換成頻率來進行測量的，因此頻率的測量就顯得更為重要。數字頻率計是用數字來顯示被測信號頻率的儀器，被測信號可以是正弦波、方波或其它周期性變化的信號。
數字頻率計廣泛采用了高速集成電路和大規模集成電路，使得儀器的體積更小、耗電更少、精度和可靠性更高。而傳統的頻率計測量誤差較大，范圍也較窄，因此逐漸被新型的數字頻率計所代替。基于DSP的等精度頻率計以其測量準確、精度高、方便、價格便宜等優勢將得到廣泛的應用。
我們設計的簡易數字頻率計在未采用任何門控器件控制的情況下，在很寬的范圍內實現了等精度頻率測量，0.5Hz~10MHz的范圍內測量方波的最大相對誤差小于2e-6，測量正弦波的最大相對誤差小于3.5e-5；結果通過RS232通訊顯示在計算機上，可以很方便地監測數據。
方案設計
總體介紹
傳統的等精度測頻法使用門控器件產生門控信號，從而實現實際門閘信號與被測信號同步，消除對被測信號計數產生的一個脈沖的誤差，其原理圖如圖1所示。
圖1 傳統的等精度測量原理
由硬件控制計數的門閘時間，當預置們信號(即定閘門信號)為高電平時，基準信號計數器CNT1和被測信號計數器CNT2并不啟動，而是等被測信號的上升沿來到時才同時開始計數；當預置們信號為低電平時，兩個計數器并不馬上關閉，同樣要等到被測信號上升沿來到后再關閉；于是，實際閘門時間就是被測信號周期的整數倍，從而實現了閘門與被測信號的同步。但是，實際的門閘時間并不固定，與被測信號的頻率有關。此外，無論是采用計數器還是單片機，在實現等精度測量時總是離不開門控器件。
本設計基于DSP豐富的軟件資源，經過判斷和處理，完成了對被測信號頻率的等精度測量。硬件上無需任何門控器件，簡化了電路。系統框圖如圖2所示，信號處理部分以TMS320F2812 DSP芯片作為控制和測量的核心；信號調理部分主要是完成對信號的放大、整形和限幅；標準頻率信號由30MHz有源晶振產生，作為高頻標準填充脈沖；通過DSP的SCI模塊與上位機實現通信，結果顯示在上位機上。
圖2 系統框圖
頻率/周期測量
在對被測信號頻率和周期的測量中，等精度測量是基于DSP比較匹配時T1PWM引腳輸出電平的跳變作為門閘信號的開啟和關閉，由于比較匹配發生在被測信號的上升沿，從而實現了門閘時間與被測信號的同步。原理圖如圖3所示。
圖3 本等精度頻率測量原理
通用定時器T1時鐘輸入選擇外部定時器時鐘，此處用調理后的被測信號作為定時器T1的時鐘輸入，定時器T2時鐘輸入選擇內部CPU時鐘，用來產生高頻標準填充脈沖。F2812片上EVA中通用定時器T1在發生比較匹配事件時，其比較輸出引腳T1CMP輸出信號會自動改變電平狀態，產生PWM波。捕獲單元CAP1設置為上升沿捕獲，T1PWM輸出的PWM波上升沿被CAP1捕獲到，讀取此時定時器T2的計數值，同理在下一次比較匹配時再次讀取定時器T2的計數值。通過兩次T2CNT值的相減，即可獲得該門閘時間內標準填充脈沖的個數，然后求出被測信號頻率。
基于DSP比較匹配時T1PWM引腳輸出電平的跳變作為門閘信號的開啟和關閉，由于比較匹配發生在被測信號的上升沿，從而實現了門閘時間與被測信號的同步。兩個相鄰的比較匹配產生的PWM波的上升沿分別作為門閘信號的開啟和關閉信號，其中被測信號的個數為整數，并且是由我們自己任意設定的。定時器T2時鐘輸入選擇內部CPU時鐘，用來產生標準填充脈沖。設定捕獲單元CAP1為上升沿捕獲，當其捕獲到上升沿時讀取堆棧CAPFIFO內的值，在下一次捕獲到時再讀堆棧內的值，計算出標準填充脈沖的個數Ny，保證Ny的個數不小于一定的值，即可保證門閘時間大于一定的值。假設現在希望一個門閘時間內高頻填充脈沖的總數不小于n，當Ny>n時，就增大定時器T1的定時周期，即增大定時器T1周期寄存器TIPR的值。存在公式T1PR+1=n/Ny，由于n/Ny不一定為整數，假a
周期測量與頻率測量的基本原理完全相同，測出信號頻率，根據公T=1/f即可得出被測信號的周期。
誤差分析
定時器T1計數的啟停時間都是由該信號的上升沿觸發的，在一次測量時間內對被測信號的計數無誤差；在此時間內標準頻率脈沖的計數個數Ny，最多相差一個脈沖，故理論誤差為：
|d|≤1/Ny
顯然，測量精度僅僅與Ny有關，只要Ny值足夠大，就能保證精度。
硬件設計
如圖4所示，將被測信號經過高速運放OPA2690進行放大，在經過高速比較器TL3016進行整形[3]，由于比較器在對低頻正弦波信號進行整形時，輸出波形的邊沿有比較嚴重的抖動，影響測量。解決辦法是對比較器加入正反饋，加速信號邊沿，同時形成滯環，可有效消除抖動。整形后的信號經過高速施密特觸發SN74LVC1G14進行限幅和進一步整形。測量部分主要使用DSP2812芯片上定時器T1的時鐘輸入引腳TCLKINA、定時器T1的比較輸出引腳T1PWM和捕獲單元CAP1的輸入引腳CAP1，即可完成頻率測量。通訊部分選擇MAX3221作為RS-232電平轉換器件，通過9芯標準RS-232口與上位機進行串行通信。主要使用了DSP的串行通信發送引腳SCIRXD和串行通信接收引腳SCITXD。
圖4 硬件電路連接圖軟件設計
軟件設計部分主要包括以下四部分：
·初始化：對變量參數、系統時鐘、PIE、EV、Flash、GPIO等進行配置。
·中斷模塊：SCI中斷和定時器T2、T3上溢中斷。
·數據處理模塊：分段+取算術平均值。
·輸出操作模塊：數據經RS-232傳給上位機。
圖5為測頻率、周期軟件流程圖，圖6為定時器2的溢出中斷流程圖。
圖5 測頻率、周期流程圖
圖6 定時器T2溢出中斷流程圖
在該部分初始化時，要進行以下配置：通用定時器T1時鐘輸入為外部定時器時鐘，通用定時器T2時鐘輸入為內部時鐘輸入，用來對標準脈沖進行計數，該標準脈沖由外部30MHz的有源晶振提供；捕獲單元1設置為上升沿捕獲，用來捕獲T1PWM引腳輸出PWM波的上升沿，在每次比較匹配時讀取定時器T2的計數值T2CNT，該值保存在CAP1FIFO內。初始化時要將捕獲單元1的狀態寄存器中的FIFO堆棧狀態設置成空堆棧；將定時器T1的定時周期設置為4個被測信號的周期長度，通過測得的定時器T1的一個定時周期內的標準脈沖的個數，計算出被測信號頻率，然后對被測信號進行分段，分別為低頻段(小于46.875Hz)，中頻段(大于46.875Hz，小于2343.75KHz)，以及高頻段(大于2343.75 KHz)，其中分段的依據是定時器的計數飽和值為65536和計數個數應大于等于1。若信號頻率為中高頻段則重新配置定時器T1，定時器T2的寄存器，來改變定時周期以及每個門閘時間內的高頻填充脈沖的個數。在定時器T1的下一個定時周期內計算出頻率和周期。另外，定時器T2的溢出次數要在第一次發生比較匹配時清零，而是否是第一次發生比較匹配則通過設置一個標志來判斷。當溢出次數清零后才開始記溢出次數，直到第二次發生比較匹配。
下一步改進意見
該方法的測量誤差主要來自硬件部分，整形電路的優劣直接關系到測量精度的高低。所以我們下一步的工作就是改進整形電路的整形效果和抗干擾性能，盡最大可能減小信號整形帶來的誤差。
由于DSP定時器在計數時存在計數飽和的情況，因此在實現該等精度測量時存在上限，即當被測信號頻率高于高頻填充脈沖的頻率時，該方法就不能實現等精度了。可以在該方案的基礎上進行以下處理：選擇定時器T1定時周期內被測信號的個數固定，可設置T1PR為65529，同時將定時器T2的時鐘修改為75MHz，這樣就能保證每個門閘時間內高頻填充脈沖的個數，從而在對高頻信號實現頻率和周期測量時保證了精度。
但選擇定時器T1時鐘輸入為外部時鐘時對被測信號的輸入范圍存在限制，如果要進一步提高測量的信號的范圍，使得范圍達到上百兆或上G赫茲，可以考慮相位測量的方法，將被測信號設為360度，根據被測信號與標準信號之間的X度相位差，計算被測信號頻率。