0引言
近年來，隨著無線通信業(yè)務的迅速發(fā)展，通信頻段已經(jīng)越來越擁擠。1985年美國聯(lián)邦通信委員會(FCC)授權普通用戶可以使用 902MHz，2．4GHz和5．8GHz三個“工業(yè)、科技、醫(yī)學”(ISM)頻段。ISM頻段為無線通信設備提供了無需申請在低發(fā)射功率下就能直接使用的產(chǎn)品頻段，極大地推動了無線通信產(chǎn)業(yè)的發(fā)展。雖然目前無線數(shù)字通信技術已經(jīng)相當成熟，但射頻設計仍然是移動通信設計的瓶頸。射頻電路的設計主要圍繞著低成本、低功耗、高集成度、高工作頻率和輕重量等要求而進行。ISM頻段的射頻電路的研究對未來無線通信的發(fā)展具有重大的意義。國內(nèi)外許多文獻都對此作了研究，文獻[2]中介紹了在無線高速數(shù)據(jù)通信環(huán)境下，2．4GHz發(fā)射機的設計。文獻[3]介紹了一種低功耗的CMOS集成發(fā)射機的設計。
ADS(AdvancedDesignSystem)軟件是Agilent公司在HPEESOF系列EDA軟件基礎上發(fā)展完善的大型綜合設計軟件。它功能強大能夠提供各種射頻微波電路的仿真和優(yōu)化設計廣泛應用于通信航天等領域。本文主要介紹了如何使用ADS設計收發(fā)系統(tǒng)的射頻前端，并在ADS的模擬和數(shù)字設計環(huán)境下進行一些仿真。
l發(fā)射端的建模與仿真
由于設計是建立在實驗室中已有的中頻調(diào)制和解調(diào)的硬件基礎上的，因此發(fā)射端和接收端不考慮信號的調(diào)制和解調(diào)過程。實驗室中的中頻調(diào)制模塊可以輸出大概8～10dBm的40MHz已調(diào)中頻信號，經(jīng)過分析選擇，該發(fā)射端的各個模塊均參考MAXlM公司的集成模塊的參數(shù)而設計。本地振蕩器采用的是 MAX2700。MAX2700是壓控振蕩器，通過設計合適的外圍電路可以使它輸出2．4GHz的信號。混頻器采用的是MAX2660，MAX2660是有源混頻器，可以提供一定的增益。功率放大器采用的是MAX2240，MAX2240的最大輸出功率是15．3dBm。發(fā)射端所用到的濾波器可以使用 ADS軟件中的濾波器設計工具進行設計。由于實際的濾波器的插入損耗大概為1～2dB，該設計中取濾波器的插入損耗均為1dB。通過在ADS軟件中的模擬電路設計環(huán)境進行建模。
在該發(fā)射端模型中，中頻信號為40MHz，-10dBm大小的信號。在ADS的模擬設計環(huán)境下，對該發(fā)射端進行設計并作預算仿真，該仿真主要是為了測量各個模塊的增益、噪聲系數(shù)、三階互調(diào)截點等。該仿真過程如圖1所示。
從表1仿真結(jié)果中可以看出，整個發(fā)射端的總增益為17．783dB。輸入的中頻信號為-10dBm，所以功率放大器輸出的射頻信號大小為7．783dBm。
2接收端的建模與仿真
接收端在設計中要考慮增益、噪聲系數(shù)、靈敏度等因素，比發(fā)射端的設計更為復雜。由于接收端包含很多有源器件，有源器件的非線性對整個接收系統(tǒng)會產(chǎn)生很大的影響，比如當只輸入一個信號時會出現(xiàn)增益壓縮，當輸入兩個以上的信號時會出現(xiàn)互相調(diào)制等。在本設計中，中頻解調(diào)模塊大概也需要8～10dBm的信號大小，經(jīng)過分析，低噪聲放大器采用的是MAX2641，MAX2641的增益為13．5dB，噪聲系數(shù)為1．5dB。混頻器采用的是 MAX2682，MAX2682的增益為7．9dB，噪聲系數(shù)為13．4dB，本地振蕩器與發(fā)送端的相同。使用ADS對接收端進行建模，如圖2所示。
由于各個模塊的參數(shù)均為已知，通過計算可以得出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)，三階互調(diào)截點等。
噪聲系數(shù)定義為系統(tǒng)輸入信噪功率比(SNR)i=Pi／N，與輸出信噪功率比(SNR)o=Po／No的比值，常用F表示。噪聲系數(shù)表征了信號通過系統(tǒng)后，系統(tǒng)內(nèi)部噪聲造成信噪比惡化的程度。噪聲系數(shù)常用NF(單位為dB)表示。根據(jù)噪聲系數(shù)的級聯(lián)式：
可以計算出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)，系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)就是從圖3中的低噪聲放大器向輸出端方向看過去，所表現(xiàn)出的噪聲系數(shù)，也可以理解為當接收信號由低噪聲放大器傳輸?shù)捷敵龆耍邮斩藢π旁氡鹊膼夯潭取＠霉?1)經(jīng)過計算得到系統(tǒng)的噪聲系數(shù)F＝2．582dB，NF＝4．12dB。
三階截點IP3定義為三階互調(diào)功率達到和基波功率相等的點，此點所對應的輸入功率表示為IIP3，此點所對應的輸出功率表示為OIP3。根據(jù)三階互調(diào)截點的級聯(lián)式：
可得，系統(tǒng)總的IIP3＝－9．75dBm。同樣在模擬設計環(huán)境下，對接收端進行預算仿真，仿真結(jié)果如表2所示。
從表2的仿真結(jié)果可以看出整個接收端的增益為17．205dB，假設接收天線接收到的信號為－30dBm，則接收到的中頻信號大小為－12．795dBm。中頻信號的仿真值略低于中頻接收端所需要的信號大小，這可以用驅(qū)動放大器來增加信號的大小。另外由仿真結(jié)果可以看出接收端總的噪聲系數(shù)為4．151dB，而計算出的結(jié)果為4．12dB。仿真的接收端的三階輸入截點為－10．124dBm，而計算出的為－9．75dBm。以上結(jié)果有一定的差異，該差異是由增益壓縮等因素所引起的。接收機的一個很重要指標是靈敏度，它定義為：在給定的信噪比的條件下，接收機所能檢測的最低輸入信號電平。靈敏度與所要求的輸出信號質(zhì)量即輸出信噪比有關，還與接收機本身的噪聲大小有關。接收機的靈敏度可由下式計算得出：
假設接收機輸入端滿足共軛匹配，由源內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的噪聲輸送給接收機的噪聲功率為其額定輸出，即：
額定輸出
假設Ta=290K，則NRS=-174dBm／Hz。所以靈敏度可表示為：
在本設計中，NF=4．12dB，B=6MHz，當(SNR)0,min=10dB時，由式(5)計算可得：pin,min=92．08dBm。接收機所接收的信號強弱是變化的，通信系統(tǒng)的有效性取決于它的動態(tài)范圍，即高性能的工作所能承受的信號變化范圍。動態(tài)范圍的下限是靈敏度，上限由最大可接受的信號失真決定。在本設計中考慮的是低噪聲放大器的輸入端的動態(tài)范圍。動態(tài)范圍可由式(6)得到：
利用式(6)計算可得：DRF=51．58dB。
利用ADS軟件對接收端進行S參數(shù)仿真，該仿真可以用于測量各個器件的S參數(shù)等。在本仿真中，可以看成是當2～3GHz，以1MHz為步長的各個頻率分量通過該接收端時，接收端對各個頻率分量的增益或衰減大小的仿真。仿真模型及仿真結(jié)果如圖3，圖4所示。
從圖4可以看到接收到的有用射頻信號和該信號所對應的鏡像頻率信號的大小。由于在混頻器前有抑制鏡像頻率信號的帶通濾波器，所以鏡像頻率信號與有用射頻信號相比非常小。如果沒有混頻器前的濾波器則會出現(xiàn)圖4(b)的仿真結(jié)果。鏡像頻率信號與混頻器混頻后會得到與中頻信號頻率相同的干擾信號，這一干擾信號無法通過濾波器移除，這樣就會形成對有用信號的干擾，使信噪比下降。因此在混頻器前放置高Q值的濾波器對抑制鏡像干擾非常重要。
利用ADS軟件對接收端進行大信號s參數(shù)仿真，用此工具對接收端進行仿真主要是為了測試接收端的1dB增益壓縮點P1db仿真的結(jié)果如圖5所示。
由仿真結(jié)果可以看出當輸入的信號功率為-19．45dBm時，接收端的總增益壓縮1dB。將發(fā)射端與接收端連接起來，并加入發(fā)射天線和接收天線，就可以構(gòu)成整個收發(fā)系統(tǒng)的射頻前端模型。然后對整個射頻前端進行了諧波平衡仿真，仿真的原理圖如圖6所示，仿真結(jié)果如圖7所示。
由于信號頻率很高，如果通過發(fā)射天線發(fā)射到自由空間中，經(jīng)過傳輸會產(chǎn)生巨大的損耗，該損耗可由式(7)算出：
假設傳輸?shù)木嚯x為d=1m，則Lf△40dB。實際的傳輸路徑并不是自由空間，而是比自由空間更為復雜的通信環(huán)境，在無線通信的損耗預測中，可以用Okumura或是Egli模型進行估計。在仿真中設置接收天線的增益為10dB，以使接收到的信號達到中頻解調(diào)的要求。由上面的仿真結(jié)果可以看出信號通過整個射頻前端時的信號頻率和大小的變化，設計的射頻前端可以滿足無線通信的要求。
3結(jié)語
通過對實際的集成射頻模塊的選擇，以及利用ADS對射頻前端的仿真，可以得到系統(tǒng)的一些重要性能指標，通過對這些性能指標進行分析，可以得出設計的射頻收發(fā)端是可行的，可以滿足實際無線通信環(huán)境對射頻系統(tǒng)的要求。另外，為了能夠在實際的應用中使收發(fā)前端實現(xiàn)最佳的性能，設計可以對噪聲與非線性的影響作進一步的分析，通過分析可以選用更合適的射頻模塊或?qū)﹄娐愤M行一些改進，以滿足特殊的信道對射頻前端的要求。