在 DC 到低頻傳感器信號調節應用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比 (CMRR) 并不足以在惡劣的工業使用環境中提供穩健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號的傳播，對儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進行正確的匹配和調節至關重要。最終，才能讓內部電磁干擾/無線電頻率干擾 (EMI/RFI) 濾波和 CMRR 共同作用，降低其他噪聲，從而達到可以接受的信噪比 (SNR)。

例如，請思考圖 1 所示低通濾波器實施。電阻傳感器通過一個低通濾波器網絡差動連接至一個高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網絡由 R_SX 和 C_CM 組成。理想情況下，如果每條輸入支線的 C_CM 都完全匹配，則兩個輸入端共有的噪聲量將在到達 INA 輸入端以前得到相應的降低。



圖 1 共模輸入濾波

共模濾波器電容 (Ccm) 完全匹配時，噪聲幾乎被徹底消除。圖 2 顯示了 TINA SPICE 仿真的這一結果，其將一個 100 mVpp、100 kHz 的共模誤差信號注入到 INA333 輸入端。


圖 2 INA333 共模濾波的完全輸入 RC 匹配舉例仿真

這種方法存在的問題是現貨電容都有一個 5% 到 10% 的典型容差，這就是說如果每條支線的 C_CM 反向不匹配，總差動容差便會高達 20%。圖 3 更好地表示了這種電容不匹配，同時還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入 (e_N) 情況。



圖 3 RC 不匹配和共模噪聲注入共模濾波

這種輸入不匹配 (?C) 形成截止頻率誤差，使共模噪聲 eN 差動進入 INA 輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式 1-3 顯示了到達輸入端的共模噪聲量：

      
        方程式 1
      方程式2 2       方程式3

假設傳感器信號 Vsensor的頻率遠低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即f_C ≥ 100*f_sensor），并且 R_S1 = R_S2，則轉換為差動噪聲信號 (e_IN) 并成為 V_IN 組成部分的共模噪聲信號 (e_N)大小為：

 方程式 4

方程式 4 進一步表明，通過向 INA333 注入一個 100 mVpp、100 kHz 共模誤差信號，且1.6 kHz 濾波器截止頻率 RC 不匹配為 10% 時，其所產生的誤差如下：


圖 4 共模濾波器 RC 不匹配引起的 INA333 輸出誤差仿真（增益為 101）

圖 5 顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進是在儀表放大器輸入之間添加了一個差動電容 C_diff。




圖 5 添加差動電容 (C_diff) 提高共模噪聲抑制效果

添加這種電容并沒有徹底解決問題，因為必須按照如下兩個標準對 C_diff 進行調節：
1、差動截止頻率必須足夠高，以遠離信號帶寬，從而實現充分的濾波穩定。
2、差動截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器 CMRR 能夠實現剩余噪聲抑制，最終達到可以接受的 SNR。方程式 5 給出了進行這種調節的一般原則：

方程式 5

圖 6 顯示了 V_inP 和 V_inN 曲線圖與無 C_diff 和 C_diff = QUOTE  F 時兩種頻率的對比情況。請注意，沒有差動電容時，INA333 的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低 SNR 的噪聲。C_diff = QUOTE  F 時，V_inP 和 V_inN 之間的差最小。



圖 6 Cdiff = 0 和 Cdiff = 1 QUOTE  F 時，V_inP 和 V_inN 的曲線圖

圖 7 顯示了 C_diff = QUOTE  F 時 INA333 輸出的總噪聲性能改善情況。



圖 7 INA333 使用 C_diff 時獲得改善的噪聲濾波仿真情況

總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應該有一個差動電容，且其大小至少應比共模電容高 10 倍。這樣，通過減小 C_cm 不匹配的影響，讓共模噪聲變為差動噪聲，從而極大地提高濾波器的效率。

下次，我們將針對主/從系統中 I2S 時鐘存在的一些難點為您釋疑解惑，敬請期待。