三角線性調頻連續波體制在汽車防撞雷達中應用廣泛[1]，其基本工作原理是：雷達發射線性調頻的連續波信號，目標的回波在混頻器中與本振混頻，得到相位相差90°的I、Q兩路正交視頻信號，視頻信號經過放大后進行AD采樣，然后經過數字信號處理算法，即可得到目標的距離和速度信息。本文基于DSP的SPORT口，選用凌特公司的雙路串行ADC，設計了線性調頻連續波雷達視頻信號I、Q正交雙路的采樣電路，并通過實驗對采樣結果進行了分析。

1 三角線性調頻連續波雷達視頻信號特征分析
    三角線性調頻連續波雷達（LFMCW）的載頻在調制周期內線性變化，根據回波和發射信號之間的差頻的變化來測距[2]，圖1表示了三角線性調頻發射信號和回波信號的時頻圖。

    在圖1中，實線表示三角調頻的發射信號，長虛線表示靜止目標回波，點虛線表示動目標回波。靜止目標的回波混頻后，在三角調頻上升段和下降段得到的差頻信號的頻率均為Δf，動目標的回波信號差頻在三角調頻的上升段頻率最大值為?駐f-fd，下降段最大值為?駐f+fd。通過測量上升段和下降段的視頻信號的頻率值，就可以求出?駐f和fd。?駐f即為與目標距離延遲有關的調頻信號的頻率變化，fd則包含了目標的多普勒信息。根據公式（1）得到目標的距離，根據公式（2）得到動目標的速度。
  
其中，Tc為三角波上升段的時間，c為光速，B為調頻帶寬。
    目標回波和發射信號混頻得到視頻信號頻率在上升段和下降段有正負之別，因此，接收機采用正交雙通道結構，對混頻后的I、Q兩路視頻信號進行數字化采樣，根據公式就可得到目標的距離和速度數據。
    在汽車防撞系統中，為了保障行車的安全，通常需要觀察汽車前方1 m~200 m范圍內的目標。設發射信號的帶寬B=300 MHz，三角調頻的上升時間為2 ms，則根據公式（1）可知，在防撞系統中，常用的視頻信號頻率范圍為1 kHz~200 kHz。
2 串行DAC采樣電路設計
    LTC1407A-1是14 bit的雙路串行DAC，±1.25 V差分電壓輸入，3線串行數據接口，每路的采樣速率可以達到1.5 MS/s。根據采樣定理，采樣的頻率必須大于信號頻率的兩倍[3]，根據以上分析可知，此ADC可以滿足系統的要求。
    差分輸入、數模轉換電路圖如圖2所示。其中，輸入端J2和J3為SMA接頭，配有50 ?贅的匹配電阻，輸入電壓峰峰值最大為2.5 V；CH0+、CH0-和CH1+、CH1-分別為兩路信號的正交輸入，通過電容耦合，對低頻成分有一定的抑制作用；CONV為轉換開始信號；SCK為轉換位時鐘輸入；SDO為32 bit的串行數據輸出， VREF是片內2.5 V片內參考電壓，為了更好地噪聲抑制，通常接一個10 μF的鉭電容或瓷片電容。
    LTC1407A-1在CONV信號端口的上升沿的作用下，同時對兩路-1.25 V～1.25 V的差分輸入電壓信號實現最高頻率為1.5 MS/s的數字化采樣。當CONV信號端口出現上升沿時，DAC開始對兩路差分輸入進行采樣，并鎖存在片內的寄存器中。在每個位時鐘SCK的上升沿，將轉換好的兩路數據以32 bit串行數據的形式輸出，每個通道16 bit數據，數據位由高到低，CH0在前，CH1在后，并且每個通道16 bit數據的高2位無效。
    用Multisim軟件對CH+處進行交流分析，得到該點處的幅頻特性曲線，如圖3所示。由幅頻特性曲線分析得到，高通濾波的截止頻率為157 Hz。

    串行數據接收以DSP為核心，完成I、Q兩個支路信號的同步接收，DSP選用Blackfin系列定點DSP BF533。BF533提供2個雙通道同步串行端口(SPORT0和SPORT1)來完成串行和多處理器的通信工作。每個SPORT有兩套獨立的發送和接收引腳，能夠在接收同步信號和位時鐘的作用下，完成串行數據的接收和發送；每個SPORT都支持3 bit～32 bit長度的串行數據，能夠鏈接或串接SPORT和存儲器之間的多個DMA序列；完成數據傳輸或者傳輸完整個數據緩沖區或通過DMA緩沖之后，每個發送和接收端口都能產生一個中斷。用DSP的Timer端口產生時鐘信號，經過CPLD分頻產生采樣DAC和SPORT端口的同步時鐘和位時鐘，將SPORT端口的數據位和DAC的數據位相連，如圖4所示。

      SPORT端口配置為外部同步和外部時鐘，DMA傳輸數據，同步信號高電平有效，每次接收的數據長度為32 bit。ADC串行數據的發送以位時鐘的上升沿為基準，且高位在前，所以SPORT端口配置為位時鐘的下降沿采集同步信號的狀態和數據位的狀態，優先接收高位數據。ADC在CONV信號的作用下，將采樣的I、Q兩路信號由模擬量轉換為數字量，并在時鐘的作用下串行輸出。DSP的SPORT口在同步信號和位時鐘的作用下完成32 bit串行數據的接收，并在DSP內部將32 bit的數據轉換為兩個有效位數為14的數據。
3 實驗驗證
    由DSP的SPORT1端口產生400 kHz的采樣同步時鐘，對DAC的兩個支路同時輸入頻率為10 kHz、幅度為1 V的同一個正弦信號，用DSP接收32 bit的串行數據，并且在DSP內部將32 bit的數據按照DAC發送數據的順序轉換為兩個高14 bit有效的“short int”型數據，將采集的數據在DSP程序開發軟件Visual DSP++中繪出，得到結果如圖5所示。可以看出兩路采樣的結果完全相同，其頻率都為10 kHz，從而驗證了采樣電路的正確性。

    由分析Multisim軟件的結果可知，采樣電路對低頻信號有明顯的抑制作用（為低通濾波電路）。為了分析低通濾波的幅頻特性，對I/Q支路輸入正弦信號，當輸入信號頻率為6 kHz時，CH0+處正弦信號的峰峰值為1 V，逐漸減小輸入正弦信號的頻率并同時采樣，采樣得到各個頻率點正弦信號最大值，將信號的頻率點和各個頻率點采樣值相對6 kHz正弦信號采樣值的衰減在Matlab中繪出，得到圖6。從圖中的測量結果知道，采樣電路的濾波網絡的下限頻率為290 Hz。

    線性調頻連續波雷達的回波需要一個周期才能得到一次結果，數據率較低，對采樣的速度要求不是很高。本文設計的采樣電路，能夠實現視頻信號I、Q正交兩路信號的同步采樣，為后續的雷達信號處理算法奠定了基礎。
參考文獻
[1] 張大彪，于化龍.基于LabVIEW的汽車防撞報警系統的 設計[J].計算機工程與應用，2008，44(21)：54-63.
[2] 王良，馬彥恒，何強，等.LFMCW雷達距離-速度耦合特性分析[J].科學技術與工程，2009，9(14)：4171-4174.
[3] 胡廣書.數字信號處理(第二版)[M].北京：清華大學出版社，2003.