Design Calculations for Robust I2C Communications
■ Microchip Technology Inc.存儲器產品部資深應用工程師 Chris Parris和Jonathan Dillon
許多系統需要可靠的非易失性存儲，對于這些系統，可選擇EEPROM存儲器技術。EEPROM技術具有穩定可靠的架構，供應商較多，并且經過了多年的改進。EEPROM器件可用于各種工業標準串行總線，包括I2C™、SPI、Microwire和UNI/O®總線。其中，I2C總線在單片機和其他芯片組中具有廣泛的硬件支持，并且信號傳遞方式簡單，可采用極小的硅片有效實現，因此占據了非易失性存儲器市場約70%的份額。但是，I2C總線拓撲要依賴于阻值合適的上拉電阻才能實現穩定可靠的通信。電阻值選擇錯誤不僅會造成電能浪費，還可能導致總線狀態和傳輸過程由于噪聲、溫度變化、工作電壓變化以及器件間的制造差異而出錯。
I2C是二線同步總線，使用總線主器件SCL線上產生的信號作為時鐘。SDA線用于雙向數據傳輸。當時鐘處于特定狀態時可修改數據線，以指示傳輸的開始和停止，從而避免使用更多的線。I2C總線以集電極開路輸出為基礎，其中，器件可通過接地晶體管拉低線的電平，如圖1所示。這樣便可輕松對總線控制進行仲裁，從而在一條數據線上實現雙向通信以及多主器件支持。如圖1所示，每條線都有一個外部電阻連接至Vdd，該電阻可在釋放總線或總線空閑時拉高線的電平。
圖1 I2C™總線拓撲
確定上拉電阻值（Rp）時需要考慮三個因素：
• 電源電壓（Vdd）
• 總線總電容（CBUS）
• 高電平總輸入電流（IIH）
以下面的條件為例計算理想的上拉電阻值：
• 電源電壓（Vdd）為5V
• 時鐘頻率為400kHz
• 總線電容為100pF
電源電壓（Vdd）
I2C規范將低于VIL或低于電源電壓30%的電壓定義為邏輯低電平，同樣，將高于VIH或高于電源電壓70%的電壓定義為邏輯高電平，如圖2所示。這兩個電平之間的電壓屬于不明確的邏輯電平。實際上，引腳會將該范圍內的電平讀為邏輯高電平或邏輯低電平，但在器件間可能不同，因為溫度、電壓、噪聲源和其他環境因素會影響邏輯電平。
圖2 指定為邏輯高電平和邏輯低電平的電壓電平
電源電壓限制了可允許總線拉低的最小Rp值。過強的上拉會阻止器件充分拉低線的電平，導致無法確保邏輯低電平能被檢測到。這是由上拉電阻與接地晶體管的導通電阻之間形成的分壓器產生的，如圖3所示。通常不會指定晶體管的導通電阻。相反，會給定使晶體管上的電壓降低于輸出邏輯低電壓電平（VOL）的最大灌電流（IOL）。使用歐姆定律得出公式1。
圖3 集電極開路拓撲和等效電路
對于Microchip的I2C EEPROM器件，規定在IOL為3mA時，VOL最大為0.4V，其他制造商的器件的范圍與其相似。
公式1：允許總線電壓拉低的最小上拉電阻。
如果總線上有多個器件，最小Rp由灌電流最低的器件決定。
總線總電容（CBUS）
在SCL和SDA線上，所有引腳、連接、PCB走線和導線都會引入電容。這些電容結合在一起稱為總線電容，對于長走線和長連接來說，總線電容可能很大。集電極開路拓撲需要外部電阻才能在總線釋放時拉高線的電平。上拉電阻（與總線電容耦合）具有一個RC時間常數，該常數限制了上升時間。隨著時鐘頻率的增加，該常數愈發重要，因為需要更少的時間升高線的電平。如果所選電阻值過高，線的電平在下一次拉低之前可能無法上升到邏輯高電平。對于一條總線上具有多個器件的設計（通常具有較大的總線電容）來說，這是重要的考慮因素。
總線電容可通過PCB走線長度和引腳分布電容計算，也可以使用電容探頭或智能鑷子量表進行測量。如果不能準確計算或測量總線電容，應高估最壞情況讀數以提供安全的最大電阻值。
公式2是用于確定充電電容負載兩端電壓（與時間成函數關系）的一般公式。這可以計算在特定上拉電阻和總線電容下，總線電壓上升到特定值所需的時間。
公式2：通過電阻對電容進行充電的一般公式。
重新排列
之后，我們可計算電壓上升至VIL的時間（T1）、上升至VIH的時間（T2）以及精確計算這兩個電平之間的時間（TR），如圖4所示。由于VIL和VIH都是由Vdd產生的，因此該公式與電源電壓無關，因為Vdd項已抵消。
圖4 邏輯低電平轉換為邏輯高電平的充電時間
求解
求解
各種工作電壓的最大上升時間由I2C標準指定，并通過上拉電阻確定。根據該時間和總線電容，我們可以計算允許的最大上拉電阻（Rp）。當電壓為5V，時鐘頻率為400kHz時，給定總線電容CBUS為100pF，則規定的最大上升時間（TR）為300ns。
公式3：符合I2C上升時間標準的最小上拉電阻。
高電平總輸入電流（IIH）
即使沒有器件拉低線的電平，線仍處于邏輯高電平時，電流仍會繼續流過上拉電阻。該電流由總線上器件的數字輸入的泄漏產生，也可能是質量較差的PCB材料以及焊接殘留物所導致。其中一些因素是無法預見的，但采用高質量材料和良好的制造工藝時，輸入引腳泄漏是主要原因。
根據圖2，沒有器件拉低總線電平時，線的電平需要高于VIH才能被視為邏輯高電平。泄漏電流會限制Rp的最大值，這樣其兩端的電壓降不會阻止線的電平被拉高至VIH以上。對于VIH規范，還應謹慎留出一些保護裕量，以防止噪聲尖峰將電壓拉低至VIH電平以下。要在高噪聲環境下穩定工作，I2C規范建議采用0.2 Vdd作為高出VIH的適當裕量。
公式4：邏輯高輸入電平上的額外裕量。
通常會在器件的數據手冊中給出數字輸入的泄漏電流，對于Microchip的I2C EEPROM器件，最大輸入泄漏電流（IlIEE）為1µA。組成系統的最少元件是單片機I2C主器件和I2C從器件。對于本例，采用一個輸入泄漏電流（IlIMCU）為1µA的單片機和四個I2C EEPROM器件，允許100%裕量，IIH為10µA。
公式5：已定義總線的引腳泄漏產生的泄漏電流。
應用歐姆定律，我們可以確定符合這些規范的Rp最大值。
公式6：確保邏輯高電平的最小上拉電阻值。
電阻值計算
通過計算電源電壓、總線電容和泄漏電流，我們可以得出RP值的范圍。
可以忽略由泄漏電流產生的 50KΩ（最大值），因為總線電容起主導作用。因此，可接受的電阻值的范圍為:
設計人員應選擇范圍中間附近的值，以盡可能提供較大的保護帶。對于本例，2.2KΩ的上拉電阻較為理想。
總線速度與功耗
當提高總線速度或存在較大總線電容時，必須減小上拉電阻。阻值較低的電阻會導致電流消耗增加，因為總線上的每個邏輯低電平都會產生對地通路，從而對功耗造成負面影響。快速完成任務并使系統恢復到低功耗空閑狀態，與較高總線速度要求所產生的額外電流消耗存在矛盾，總線速度可成為兩者之間的權衡因素。對于功耗預算非常低的應用，SPI可能是更合適的總線協議，因為其使用驅動線路，而不是集電極開路。
