1 引言
目前家用電器的功率前級多采用二極管全橋整流方式，這會造成電網諧波污染，功率因數下降，無功分量主要為高次諧波，其中三次諧波幅度約為基波幅度的95％，五次諧波幅度約為基波幅度的70％．七次諧波幅度約為基波幅度的45％。高次諧波會對電網造成危害，使用電設備的輸入端功率因數下降，而且產生很強的電磁干擾(EMI)，對電網和其他用電設備的安全運行造成潛在危害。
有源功率因數校正電路(Active Power Factor Corrector，APFC)可將電源的輸入電流變換為與輸入市電同相位的正弦波，從而提高電器設備的功率因數，減少對電網的諧波污染。理論上，降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升／降壓式(Boost-Buck)以及反激式(Flyback)等變換器拓撲都可作為APFC的主電路。其中，Boost APFC是簡單電流型控制，功率因數值高，總諧波失真小，效率高，但輸出電壓高于輸入電壓，適用于75～2 000 W功率電源，應用廣泛。因為升壓式APFC的電感電流連續，儲能電感可作為濾波器抑制射頻干擾(RFI)和EMI噪聲，并防止電網對主電路的高頻瞬態沖擊．電路有升壓斬波電路，輸出電壓大于輸入電壓峰值，電源允許的輸入電壓范圍擴大，通常可達90～270 V，提高電源的適應性，且升壓式APFC控制簡單，適用的功率范圍寬。因此，這里提出了一種基于Boost電路拓撲，以TDA16888為控制核心的2 kW有源功率因數校正電路，該電路可將功率因數提高到O．99以上。
2 Boost APFC電路原理
常用于實現Boost APFC的控制方法有以下3種：
(1)電流峰值控制 開關頻率固定，工作在電流連續模式(CCM)下，采用Boost電路結構，通過檢測開關電流控制。該方法電感電流的峰值(控制的基準)對噪聲敏感，容易產生控制誤差。
(2)電流滯環控制 開關頻率可變，工作在CCM下，采用Boost電路結構，通過檢測電感電流控制。該方法的負載大小對開關頻率的影響較大，由于開關頻率的變化幅度大，設計輸出濾波器時，需按最低開關頻率考慮，故難以得到體積和重量最小的設計。
(3)平均電流控制 開關頻率固定，工作模式任意，通過檢測電感電流控制，需要放大電流誤差信號。這種方法的工頻電流的峰值是高頻電流的平均值，高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高，總諧波畸變(THD)很小，對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，可工作于CCM和DCM模式下，適合于任何拓撲。
綜合考慮，本設計采用電壓電流雙閉環的平均電流控制模式，圖1為其原理圖。
圖1中，檢測到電感電流iL，則得到信號iLR1，將該信號送入電流誤差放大器CA中，電流基準值由乘法器輸出z，乘法器有兩個輸入，一個為x，是輸出電壓Vo/H與基準電壓Vref之間的誤差信號；另一個輸入y，為電壓DC的檢測值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。
平均電流法的電流環調節輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準電流比較后．其高頻分量的變化通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關Tr驅動信號，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環具有較高的增益一帶寬(gain-banelwidth)，使跟蹤誤差產生的畸變小于1％，容易實現接近于1的功率因數。校正后的輸入電壓Vi、電流ii的波形如圖2所示。
3 APFC電路設計
這里采用Siemens公司的PFC控制器件TDA16888設計APFC電路。設計的主要指標參數有：交流輸入電壓為90～220 V；直流輸出電壓為380 V；輸出功率高于2 kW；功率因數大于0．99；變換器效率高于90％。Boost APFC電路原理圖如圖3所示。
主回路采用Boost電路結構，主要由電感L2，二極管VD1、VD2，開關管VQ1，輸出主線濾波電容C14組成。輸入電路由濾波電感L1、濾波電容C1、整流橋B1、壓敏電阻R4、熱敏電阻R1組成。L11和C3構成濾波網絡。控制電路由TDA16888及其外部元件組成，外圍電路包括電流檢測電路(由R9組成)，輸入電壓取樣電路(由R6、R7組成)，輸出電壓反饋電路(由R17、R18、R19和R20組成)，反饋回路為PI控制器，電壓環PI控制器由C9、C10、R24組成，電流環PI控制器由C6、C7、R22組成。控制器工作頻率由電阻R26決定，R26值越大，則其工作頻率越小，R26取值51 kΩ，工作頻率為100 kHz。
根據功率要求，功率電路的功率器件選擇如下：Boost電感L2取值470μH；開關管VQ1為IRFP460，其主要參數為：漏-源極最小擊穿電壓500 V，漏-源極的最大導通電阻為O．27 Ω，最大導通電流20 A；整流二極管VD1選取肖特基二極管STFA806，其主要參數為：反向工作電壓600 V，正向平均工作電流8 A。輸出電容C14取值2 200μF／450 V。
4 試驗結果
在負載為2 kW時PFC電路的工作波形如圖4～圖5所示。圖4為交流輸入端電壓、電流波形及電流諧波分析，圖中交流輸入端電壓波形通道為4、電流波形通道為3，電流的諧波分析結果為D。由圖4可看出，加入PFC電路后，交流輸入電流波形由窄脈沖變為正弦波，與輸入電壓同相，Boost變換器近似為純電阻，輸入電流總諧波量為4．5％。圖5為開關驅動波形與電路的輸入電流波形。示波器通道1為開關管的驅動波形．通道2為輸入電流波形，由圖5可見，輸入電流經有源功率因數校正器的校正后，波形幾乎達到標準的正弦波，使用單相功率表(DB3-PF01)測得功率因數超過0．99，達到設計要求。在輸入電壓的整個范圍內及負載變化的情況下也得到類似結果。
5 結論
通過試驗看出，采用電壓電流雙閉環的平均電流控制模式原理能夠實現電器設備的功率因數校正。在某變頻空調控制系統增加該功率因數校正電路后，系統的功率因數明顯提高，在保持原輸出功率不變的情況下，主回路的濾波電容由原來的3 000μF下降為2 200μF，功率模塊額定電流下降約70％，從而提高了元件的利用率。同時，系統的EMC指標也得到改善，達到GB4343-1995和GB17625.1-1998所規定的標準。該設計原理也適用于其他同類型APFC控制器件的電路實現，具有廣泛的工程參考價值。