摘要
AMC1204 是一款二階隔離Delta-Sigma 調制器，由于其出色的直流特性、交流特性及隔離特性，廣泛應用在通信電源系統、逆變器、整流器、UPS 及電機控制中，可實現系統電源電壓及電流的檢測和監控。本文簡單介紹了AMC1204 的工作原理，重點討論輸入采樣電阻阻抗對AMC1204 轉換精度的影響以及調制器輸出濾波器的設計。
1 AMC1204 簡介
AMC1204 是一款二階隔離Delta-Sigma 調制器。如圖1 所示，它使用TI 特有的電容隔離技術，滿足UL1577，IEC60747-5-2 及CSA 認證標準，隔離工作電壓可達1200Vpeak，瞬間隔離電壓達4000Vpeak，共模瞬態抑制在15KV/us 以上。電容隔離器件具有同電感隔離器件相比更高的磁場抗擾性及可靠性，同光耦隔離器件相比更低的功耗等這些顯著的優點，同時AMC1204 內部集成了高精度的Delta-Sigma 調制器，電路設計簡單，被廣泛應用于通信電源系統、逆變器、整流器、UPS 及電機控制等場景。
圖1 AMC1204 內部示意框圖
AMC1204 具有出色的直流特性，DNL 誤差小于1LSB，INL 誤差最大為8LSB(-40℃至85℃)，失調誤差1mV，增益誤差小于2%。如果將失調和增益誤差校正后，不考慮電源及溫度的影響，由ADC 引入的誤差僅為0.012%。此外，AMC1204 也表現出了不錯的交流特性，SNR 可達88dB，THD 可達-96dB，有效位數ENOB 可達14bit(OSR=256，
濾波器)。因此，AMC1204 可以滿足絕大多數高精度系統的使用要求。圖2 是在通信系統電源中的一個檢測電壓和電流的典型應用電路，該電路使用兩片AMC1204 實現對48V 電源的電壓監測及負載電流檢測，輸出數字信號給后端進行處理，不需要額外使用隔離器件，應用電路設計更簡單、更可靠。
圖2 48V 通信電源電壓/電流檢測電路
2 外圍電路設計對轉換精度的影響分析
在電路設計中，影響AMC1204 轉換精度主要是外圍電路的電阻取值，尤其在通過電阻分壓電路測試電壓值的應用場景中。下面分析輸入采樣電阻對AMC1204 轉換精度的影響。
2.1 輸入等效電路及分析
AMC1204 的輸入等效電路如圖3 所示，在一個時鐘周期內，完成一次采樣/放電，輸入等效電阻
。當AMC1204 的輸入時鐘頻率為5MHz 時，等效阻抗約為50KΩ；當輸入時鐘頻率為20MHz 時，等效阻抗約為12.5KΩ。如果待測信號的阻抗較大，則輸入等效阻抗的影響不能忽略，因為這將可能嚴重影響到ADC 轉換的精度。因此，實際使用時，需要根據系統的性能要求，選擇滿足測量精度的采樣電阻值。
圖3 AMC1204 輸入等效電路
以圖4 所示電路為例，如果不考慮器件輸入等效電阻的影響，輸入差分電壓理論值為
圖4 AMC1204 測試電路
2.2 電路設計例子
使用圖4 所示電路測量不同輸入采樣電阻和時鐘頻率情況下AMC1204 轉換
注：實驗所選電阻精度為1%，實際測量值由Agilent U1251A 型號萬用表測得，AMC1204 的失調誤差和增益誤差未校正(以上測試結果供參考)。
表1 不同輸入采樣電阻和時鐘頻率下的轉換結果
2.3 小結
以上實驗結果可以看出，實測的輸入電壓值V2與考慮到輸入阻抗計算得到的理論值V2'基本一致，實驗得到的數據與理論分析基本吻合。輸入時鐘頻率直接決定了AMC1204 的輸入阻抗，輸入采樣電阻值相對于AMC1204 的輸入阻抗越低，輸入采樣電阻的影響就會越小。因此，在一些測量電壓的應用場景下，如果采樣電阻值無法減小，可以使AMC1204 工作在較低的時鐘頻率以提高輸入阻抗，獲得較高的轉換精度。當然，降低輸入時鐘頻率是以犧牲轉換速率為代價的。此外，如果無法通過降低輸入時鐘頻率和輸入采樣電阻的方式提高精度，還可以通過軟件方法對AMC1204 的失調誤差和增益誤差進行校正，即對表1 中的誤差指標進行額外補償，以提高系統精度，獲得最佳的系統性能。
3 調制器輸出濾波的設計
AMC1204 輸出1 比特位寬由0 和1 組成的數據流，數據流中1 的密度與模擬輸入電壓成正比。當輸入電壓為250mV 時，輸出1 的比例為89.0625%；當輸入電壓為-250mV 時，輸出1 的比例為10.9375%；當輸入電壓為0mV 時，輸出1 的比例為50%。當輸入電壓從-250mV 到+250mV 之間，AMC1204 的轉換性能可以得到保障。為了得到真實的輸出數據信息，一般需要在輸出后端進行數字濾波處理，實際應用中可以采用以下兩種濾波器對輸出數據進行處理。
3.1 移動平均濾波器
移動平均濾波器比較簡單，它是取輸入信號的最近的一些值，進行算術平均，相當于一個低通濾波器，濾除高頻分量，保留低頻分量。在時鐘clk 的上升沿，對AMC1204 輸出的高脈沖進行計數，計算M 個clk 的上升沿時，對應的高電平脈沖個數N。則，對應的轉換結果為(640×N/M-320)mV。平均的項數越多，即M 越大，則得到變化越緩慢的輸出信號，但得到的精度也越高。
圖5 AMC1204 輸出數據波形
需要注意的是，在實際應用中，這種方法必須平均盡可能多的輸入信號才能獲得比較高的精度。移動平均濾波器實現比較簡單，不需要單獨增加DSP 或FPGA 即可實現。但是，移動平均濾波器的頻域效果較差，滾降較慢，因此，在檢測低頻信號及對精度要求不高的應用中，可以考慮使用這種方法。但是，對于精度要求比較高的應用中，需要考慮使用性能更好的濾波器，如Sinc 濾波器。
3.2 Sinc 濾波器
Sinc濾波器具有良好的頻域特性，較低的成本和功耗，延時較低，因此，廣泛用作Delta-Sigma DAC 的濾波器。Sinc 濾波器可通過專門的濾波器芯片或者通過FPGA 或DSP 算法來實現。
AMC1210 是一個4 通道的數字濾波器，芯片輸出接口可設置為SPI 接口或者并行接口方式，方便與CPU 進行數據通信。數字濾波器可設置為Sincfast，Sinc1，Sinc2 或者Sinc3方式。實際應用時，由于Sinc3濾波器具有更好的低通特性，建議將AMC1210 配置為Sinc3 濾波器，過采樣率(OSR)設為256以獲得最優的轉換結果。
圖6 AMC1204 與AMC1210 的連接
此外，也可以通過FPGA 或DSP 來實現Sinc 濾波器算法。濾波器的基本架構如圖7 所示。
圖7 調制器與抽取濾波器的基本架構
以下是用VHDL 語言實現SINC3 濾波器的一段示例程序。其中，CNR=MCLK/M，M 為抽取率(即過采樣率OSR)。
圖8 Sinc3 數字濾波器架構
圖8 的示例代碼：
library IEEE;
use IEEE.std_logic_1164.all;
use IEEE.std_logic_unsigned.all;
entity FLT is
port(RESN, MOUT, MCLK, CNR : in std_logic;
CN5 : out std_logic_vector(23 downto 0));
end FLT;
architecture RTL of FLT is
signal Z1 : std_logic_vector(23 downto 0);
signal Z2 : std_logic_vector(23 downto 0);
signal Z3 : std_logic_vector(23 downto 0);
signal Z4 : std_logic_vector(23 downto 0);
signal Z5 : std_logic_vector(23 downto 0);
signal Z6 : std_logic_vector(23 downto 0);
signal Z7 : std_logic_vector(23 downto 0);
begin
process(MCLK, RESN)
begin
if RESN = '0' then
Z1 <= (others => '0');
Z2 <= (others => '0');
Z3 <= (others => '0');
elsif MCLK'event and MCLK = '1' then
Z1 <= Z1 + MOUT;
Z2 <= Z2 + Z1;
Z3 <= Z3 + Z2;
end if;
end process;
process(CNR, RESN)
begin
if RESN = '0' then
Z4 <= (others => '0');
Z5 <= (others => '0');
Z6 <= (others => '0');
Z7 <= (others => '0');
elsif CNR'event and CNR = '1' then
Z4 <= Z3;
Z5 <= Z3 - Z4;
Z6 <= Z3 - Z4 - Z5;
Z7 <= Z3 - Z4 - Z5 - Z6;
end if;
end process;
CN5 <= Z7;
end RTL;
4 結論
應用高性能隔離Delta-Sigma調制器AMC1204時，為了確保轉換精度，需要注意外圍輸入電路的設計，選擇合適的輸入采樣電阻以及時鐘頻率，使得輸入采樣電阻阻值相對于輸入等效阻抗盡量小，以此降低輸入電阻引起的轉換誤差；同時選擇合適的輸出濾波器，以滿足整個系統對測量精度的要求。
5 參考文獻
[1] AMC1204 datasheet
[2] AMC1210 datasheet