盡可能降低功耗、在節省成本的前提下提高功率密度，是現代高效開關電源所面對的重要挑戰。開關電源的設計目標是降低功率的通態損耗和開關損耗[1]。

    不影響功率密度和成本并且能夠優化功率通態損耗的目的很難實現，因為這需要很多材料和元件，需要各種晶片，或增大銅線面積。與通態損耗不同，降低功率開關損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。本文重點論述的電路采用軟開關法，能效比優于碳化硅二極管。
1 能量恢復電路
    該電路參照軟開關[2]要求而設計，如圖1所示。為了恢復線圈L貯存的能量，在升壓線圈LB附近新增加了兩個二極管 D1和D2，另外還有兩個輔助線圈NS1和NS2。

1.1 概念描述
    在晶體管TR導通時，線圈NS1可以恢復升壓二極管DB上流過的反向恢復電流IRM[3]。交流輸入電壓還調制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。該調制過程讓流經線圈L的反向恢復電流IRM被線圈NS1重置。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。流經小線圈L的電流通過二極管D2消失在體電容內。當dI/dt斜率較低時，如在開關變換器斷續情況下，附加線圈NS1和NS2將影響到關斷二極管D1和D2；二極管反向恢復電流IRM也不會影響電路特性。
1.2 相位時序描述
    變壓比m1和m2是線圈NS1和NS2分別與NP的比值。
    在t0前，恢復電路的特性與傳統升壓轉換器的特性相同。
    在t0時，功率晶體管導通，DB的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，無開關損耗。在t0后，流經DB的電流線性降至-IRM。
    在t1+時，升壓二極管DB關斷。由于反射電壓VNS1低，為了消除二極管D1上的反向恢復電流產生的不良效應，需要保持dI/dt_D1為低斜率。但是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加了一個高反向電壓。這個特性需要這種應用加上一個二極管，以使得二極管反向恢復電流IRM與擊穿電壓保持精確平衡。
    在t2時，二極管D1上的電流為0 A，恢復電路變成了一個比較傳統的功率升壓變換器。
    在t3時，功率晶體管關斷。與此同時，主線圈上的電壓極性也發生變化，直到DB二極管重新導通。
    在t4時，二極管D2上的電流達到0 A，恢復電路又變成一個傳統的功率升壓變換器，僅有升壓二極管DB導通。
    電路需用到一個擊穿電壓高于600 V的特殊二極管。此外，還需優化這個二極管的反向恢復電流，防止功率晶體管TR在t1～t2相序期間內受到較高的電流的沖擊。
1.3 計算m2和m1變壓比
    為了在t1～t2和t3～t4相序期間能夠符合斷續模式，圖2顯示的時間td1和td2應為正值。根據連續導通工作模式CCM（Continuous Conduction Mode）功率因數校正的原理和tD1_ON、tD2_ON的結果，可以確定變壓比m1和m2。

其中，PIN是功率因數校正電路（PFC）[4]的輸入功率，FS是開關頻率；VmainsRMSmax是電路電壓最大值；IRMmax是在導通電流變化率和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。
2 450 W功率因數校正電路的電能恢復電路
    為展示恢復電路的優點，制作了一個VmainsRMS為90～260 V的通用系列450 W功率因數校正器，該系列產品采用硬開關模式和一個標準均流式 PWM控制器。從導通情況、能效比較和熱量測量3個方面將電能恢復電路和碳化硅肖特基二極管進行了比較。
2.1 恢復電路設計
    在測量電能恢復電路時使用了特定的二極管，圖1中DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060。
2.2 恢復電路的典型波形
    圖3所示是200 kHz的功率因數校正電路的典型電能恢復電路波形。每次功率晶體管導通時，就會發生一次電流軟開關操作。這條曲線突出表明D1、D2兩個二極管總是處于斷續狀態；D1恢復DB的IRM電流；而D2則通過功率因數校正電路中的體電容發送線圈L儲存的電流。在t0～t1和t4～t5相序期間，一旦D2關斷，功率晶體管的漏極電壓將立即降低，同時消除了關斷損耗。

2.3 能效比較
    在兩個相同的Vmains電壓和140 kHz相同開關頻率的條件下對電能恢復電路和SiC肖特基二極管進行了能效比較，如圖4和圖5所示。當電源電壓為230 VRMS時，在加全負載的條件下，恢復電路比8 A SiC二極管省電約2.25 W，在負載100 W時省電約1 W。

    在加低負載的條件下，由于恢復電路關斷損耗比SiC二極管低，NS2 產生的反射電壓仍然可以提高電能恢復電路的能效。但若功率因數校正電路工作于斷續模式（<100 W），電能恢復電路將與SiC二極管的能耗相同，如圖4所示。
    在電壓為90 VRMS時，軟開關方法的優勢與功率晶體管體電容COSS放電節省的能量加在一起進一步突出了電能恢復電路的優點。在輸出功率達到450 W時，電能恢復電路相比較SiC二極管省電約5.4 W；在低負載的情況下，由于沒有關斷損耗，電能恢復電路比SiC二極管省電約1.7%。加強了軟開關法電能恢復電路和COSS放電降低能耗的優勢，尤其是在低負載的條件下這種優勢將更為明顯。
2.4 熱測量
    電流的軟開關法可以降低功率晶體管的功率損耗，圖6所示是在一個功率因數校正電路中，電能恢復電路的解決方案與SiC二極管在功率晶體管上產生的溫度差(18 ℃)。如果功率晶體管的PN結溫度相同，電能恢復電路應該可以進一步減小散熱器的體積。這樣，節省的空間就抵消了電能恢復電路的微型線圈L所占的空間。并且，恢復電路擁有了與SiC二極管相同的功率密度。

    雖然采用了熱量優化技術，但如果功率晶體管的RDS(on)致使PN結溫度上升到90 ℃時，采用電能恢復電路的能效就會有所降低，不過還是高于SiC二極管。因此，在圖5和圖6所示的90 VRMS能效比較中，必須從節省的電能Pout&times;[1/(SiC_efficiency)-1/(BC2_efficiency)]=5.4 W中減去0.75 W?？偠灾娔芑謴碗娐返墓澞苄Ч凸β拭芏染鶅炗赟iC二極管。
    電能恢復電路使用電流軟開關法，可以通過一個特有的無損恢復電路幫助電源設計人員實現提高能效的目標。使用專用的二極管可以提高連續導通工作模式下功率因數校正電路的性能。
參考文獻
[1] 羅萍，李強，熊富貴，等．新型開關電源的關鍵技術[J]．微電子學，2005，35(1)：63-66．
[2] 齊群，張波．軟開關PWM變換器發展綜述[J]．電路與系統學報，2000(3)：50-56．
[3] 李思奇，郭犇，蔣曉華，等．動態死區抑制MOSFET反向恢復電流的研究[J]．電力電子技術，2010，44(7)：91-93．
[4] 林維明，汪晶慧，黃俊來，等．一種高效倍壓升壓型軟開關功率因數校正電路[J]．中國電機工程學報，2008(36)：62-67．