隨著光伏電池的快速發展，光伏并網逆變系統發展也越來越快。光伏發電作為新興綠色能源，從一定程度上緩解了公用電網超大負荷的壓力，成為改善傳統電力能源結構的一大亮點。但由于光伏逆變控制技術還處于不斷完善中，光伏并網逆變系統內部含有電力開關器件，較高的開關頻率會導致電磁輻射干擾，致使逆變輸出電流中不可避免地含有大量諧波，若不加以控制，則存在污染電網的隱患。因此，各國對光伏并網逆變系統的電磁兼容性能均有明確要求。相關認證有：歐盟CE認證、加拿大CSA認證、美國UL認證、澳洲CEC認證和中國金太陽認證等。

    光伏并網逆變系統的核心光伏并網逆變器主要有帶變壓器的隔離逆變器和不帶變壓器的非隔離逆變器兩種類型。非隔離并網逆變器由于其體積小、質量輕、效率高等優點被廣泛應用于光伏并網逆變系統中。但由于非隔離并網逆變器不帶變壓器，導致光伏陣列與電網沒有電氣隔離，給共模電流形成了回路，容易導致EMC干擾與安全隱患。

圖1  非隔離光伏并網逆變系統的共模電流和寄生電容

1 共模電流形成的原因

    影響非隔離型光伏并網逆變器EMC性能的因素有共模干擾、高頻開關管和高頻開關電源產生的開關噪聲，其中影響最大的是共模干擾，而共模干擾又是形成共模電流(即漏電流)的最主要的原因[1]。圖1所示，光伏陣列與地之間存在著寄生電容，而寄生電容C、濾波器元件L、電網阻抗R形成了共模諧振電路，在寄生電容上變化的共模電壓可以激勵這個共模諧振電路從而形成共模電流[2]。而非隔離型光伏并網逆變器不帶變壓器，光伏陣列與電網之間沒有電氣隔離，正好給這個共模電流形成了回路，易產生EMC干擾并存在安全隱患[3]。

2 共模分析

2.1 全橋逆變共模分析

    如圖2所示，光伏陣列與逆變器輸出端(即電網)沒有直接的電氣隔離，所以光伏陣列對地寄生電容等同于逆變器輸出端對地寄生電容，寄生電容的大小由直流源和環境因素決定[4-5]，在光伏系統中，寄生電容的大小一般為微法到毫法量級。Udc為光伏陣列電壓Upv經過boost升壓后的電壓，ucm為寄生電容Cp兩端的電壓，ug為電網電壓，uao、ubo分別為逆變器輸出端a、b對接地端O的電壓，icm為回路中的共模電流。

圖2  全橋電路的非隔離型逆變結構及其共模分析

由基爾霍夫電壓定律可得：

-uao+uL+ug+ucm=0(1)

-ubo-uL+ucm=0(2)

由式(1)和(2)可得：

2ucm=uao+ubo-ug(3)

共模電流icm的大小與共模電壓的變化率成正比例關系：

    由于電網頻率為50 Hz，電網電壓變化率引起的共模電流很小，可以忽略，所以共模電流icm的大小可以表示為：

(5)

因此，決定共模電流的共模電壓ucm可以近似表示為：

(6)

    而由式(5)可知，共模電流的大小主要由輸出線對地電壓之和的變化率決定。因此，要抑制共模電流，應盡量控制共模電壓為一定值，即：

uao+ubo=定值(7)

對于單相全橋逆變，常用的調制方式有單極性調制與雙極性調制；對于使用單極性調制的電路，逆變拓撲結構一般有全橋拓撲和H6橋拓撲。以下對這3種情形一一進行分析比較。

2.1.1 全橋逆變單極性調制共模分析

單極性調制下各個開關管的驅動波形如圖3所示。

圖3  單極性調制下四個開關管的驅動波形

    在電網的正半周期時，V4長期導通。當V1導通時，電流的回路為：V1-L1-Grid-L2-V4，此時共模電壓ucm為：

(8)

    當V1關斷時，開關管V2的反并聯二極管起續流作用，可以看作V2導通。此時電流回路為：L1-Grid-L2-V4-V2，共模電壓ucm為：

(9)

    由式(8)和(9)可知，在電網的正半周期，共模電壓ucm隨著開關管V1的開關狀態迅速變化，幅值在零與0.5Udc之間來回變化，這個電壓變化率會對寄生電容進行快速充放電從而形成共模電流。

2.1.2 全橋逆變雙極性調制共模分析

雙極性調制下各個開關管的驅動波形如圖4所示。

圖4  雙極性調制下4個開關管的調制波形

    當開關管V1、V4導通時，V2、V3關斷，此時電流回路為：V1-L1-Grid-L2-V4，共模電壓ucm為：

(10)

    當開關管V2、V3導通時，V1、V4關斷。此時電流回路為：V3-L1-Grid-L2-V2，共模電壓ucm為

(11)

    由式(10)和(11)可知，在一個開關周期內，共模電壓ucm都為0.5Udc，而Udc的變化率很小，說明雙極性調制的全橋拓撲共模電壓幾乎恒定不變。

2.2 六橋逆變單極性調制共模分析

    H6橋拓撲結構如圖5所示。單極性調制各個開關管的驅動波形如圖6所示。

圖5  H6橋拓撲結構

圖6  六橋逆變單極性調制6個開關管的驅動波形

在電網的正半周期，V2始終導通。當V1、V6導通時，電流回路為V1-V2-L2-Grid-L1-V6，此時共模電壓ucm為：

(12)

    當開關管V1、V6關斷時，經過二極管D3進行續流，電流回路為L1-D3-V2-L2-Grid，此時共模電壓ucm為：

(13)

    由式(12)和(13)可知，在一個開關周期內，共模電壓ucm都保持為0.5Udc，共模干擾得到了很好的抑制。

從以上的分析可知，全橋逆變單極性調制存在著很大的共模干擾，抑制這種共模干擾最有效的兩種方式是改變調制方式與拓撲結構，即改為全橋逆變雙極性調制以及六橋逆變單極性調制方式。通過分析得知這兩種情形都能很好地抑制共模干擾[6-7]。以下通過實驗驗證這一思路。

3 共模電流抑制對比測試

3.1 全橋逆變單極性與雙極性調制共模電流測試對比

    以一款3 kW非隔離型光伏并網逆變器為實驗平臺，拓撲結構為全橋逆變，工作在滿載(即3 kW)的情況下對共模電流進行測試。測試實驗結果如圖7所示。

(a)全橋單極性調制共模電流

(b)全橋雙極性調制共模電流

圖7  全橋逆變共模電流

    由圖7(a)可知，全橋逆變器在單極性調制下存在較大的共模電流，大小為102 mA。這是由于在單極性模式下，共模電壓隨著開關管的高頻動作而周期性地改變，使光伏陣列與大地間的寄生電容周期性地充放電而產生了較大的共模電流。

    由圖7(b)可知，全橋逆變在雙極性調制下的共模電流大小為61 mA。這是因為與單極性調制相比，由于雙極性調制的特殊開關形式，使寄生電容兩端共模電壓恒為定值，從而使共模電流得到很好的抑制。

3.2 H6橋逆變與全橋逆變在單極性調制下共模電流測試對比

以一款5 kW非隔離型光伏并網逆變器為實驗平臺，拓撲結構為H6橋逆變，為了與全橋逆變拓撲結構形成對比，使其輸出功率為3 kW。共模電流測試波形如圖8所示。

由圖8(b)可知，H6橋單極性調制下共模電流大小為32 mA。這是由于H6橋拓撲借助了逆變電路的開關管關斷阻抗高的特性，阻斷了寄生電容的放電，從而使共模電流得到了很好的抑制。共模電流測試情況如表1所示。

圖8  單極性調制不同拓撲結構共模電流

    由以上數據可知，全橋逆變單極性調制模式的共模電流較大，全橋逆變雙極性調制模式和H6橋單極性調制模式下的共模電流都能較好地抑制共模電流，尤以H6橋逆變單極性調制抑制共模電流效果最佳。

本文分析了單相非隔離型光伏并網逆變器共模電流的產生機理，比較了不同調制策略在全橋逆變拓撲結構上共模電流的差異以及同一調制策略在不同拓撲結構上共模電流的差異，通過實驗驗證了全橋逆變雙極性調制以及H6橋逆變單極性調制都能很好地抑制共模干擾。

參考文獻

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[8] 王兆安，劉進軍.電力電子技術(第五版)[M].北京：機械

     工業出版社，2009.

(收稿日期：2014-02-18)  

作者簡介：

薛家祥，男，1962年生，教授，博士生導師，主要研究方向：光伏新能源，數字化高性能焊接電源。

李麗妮，女，1989年生，碩士，主要研究方向：數字化電源及光伏逆變器。