0 引 言

　　近些年來，電流模式電路引起了學術界的濃厚興趣，其中電流控制第二代電流傳送器(CCCII)和跨導運算放大器(OTA)作為電流模式信號處理中的基本有源器件，在連續時間濾波器中得到了廣泛應用。因而大量有關采用跨導運算放大器(OTA)和電流控制第二代電流傳輸器(CCCII±)構成的電流模式濾波器的文獻不斷見諸報道。

　　跨導運算放大器是一種電壓控制的電流源器件，該器件電路結構簡單，高頻性能好，很適合實現全集成連續時間濾波器。另外，第二代電流控制傳輸器CCCII除了具有上述各項優點外，尤其適合在高頻和高速信號領域中應用。此外，電路中具有本質電阻(Intrinsic Re-sistance)的特點，使得由它設計的電路更具彈性。因而關于OTA與CCC相結合的電路設計也受到廣大研究人員的高度重視。

　　在此，提出使用一個MO-CCC，兩個MO-OTAS和三個接地電容所組成的電流模式通用濾波器。該設計相對于以往的一些電路而言，不僅所有電容全部接地利于集成，而且中心頻率和品質因數獨立可調。針對所提電路進行仿真，仿真結果表明所提出的二階電流模式濾波器電路方案的正確性。

　　1 MO—OTAS和CCCII士簡介

　　跨導運算放大器CCCII士和電流傳輸器MO-OTAS電路符號及原理如圖1，圖2所示。

　　由圖2可知，理想的()TA的傳輸特性是：

　　式中：Io是輸出電流；Vd是差模輸入電壓；gm是開環增益，稱為跨導增益，它是外部控制電流Ib的函數。CCCII±的端口特性由下列混合矩陣方程給出：

　　式中：Rx是X端的輸入電阻，由偏置電流Ib控制，關系式為RX=VT／2Ib，在T=300 K的常溫下VT=26 mV。

　　2 電路分析

　　一種將MO-OTAS和CCCII±相結合所得到的雙二階濾波器如圖3所示。其中，Iin為輸入電流；Ilp，Ihp，Ibp分別為低通、高通、帶通輸出函數。該電路的有源器件在輸入端輸入信號時，在輸出端通過電流鏡技術可以獲得多個輸出，而且由于輸出端的高阻抗，可以將各個輸出端任意組合而得到二階陷波和全通函數。

　　由MO-OTAS和CCCII±的端口特性，經電路分析得到如下的電流傳輸函數：

　　并且通過低通與高通的線性組合可得到帶阻如下：

　　式中：D(K)=S2+S(gm1／C1)+gm2／(C1C2RX)

　　將上式通過變換可得如下函數：

　　式中：參數ω0和Q由下式表達：

　　為了簡化分析式(8)，式(9)，這里假設gm1=gm2=gm，而且C2=C3=C，當調節C1或gm1的數值時，可以看見Q在隨其變化，而ω0仍然保持不變。可見，濾波器的特征頻率和品質因數可以獨立進行調節。

　　3 靈敏度分析

　　根據靈敏度計算公式得到的中心頻率ω0和品質因數Q相對于電路中的各元件(RX，C1，C2，Gm)的靈敏度如表1所示。

　　4 實例設計與計算機仿真

　　為了驗證上述所提出電路方案的正確性，對圖3電路方案進行了HSpice仿真，并與理論值相比較。使電路元器件符合設計的電路要求，在模型MO—OTAS和DO-CCII的基礎上，修改了其電路圖，如圖4所示。

　　為了實現上述電路功能，設置CCCII±中的偏置電流Ibi=6．0μA，偏置電壓VDD=-VSS=1．85 V，PMOS的寬和長分別為W=3μm，L=2μm；NMOS的寬和長分別為W=3μm，L=4μm。

　　設置OTA中的偏置電流Ibp=5．5μA，偏置電壓VDD=-VSS=1．85 V，PMOS與NMOS的寬長是W=4 μm，L=2μm。

　　作為一個設計例子，將低通、高通、帶通、帶阻和全通的中心頻率設置為10 kHz，設置電路電容為C1=C2=C3=10-9F，仿真結果如圖5、圖6所示。其中，圖5為低通、高通、帶通、帶阻波形。圖6為調節CCCII中偏置電流Ibi，使其分別為3μA，6μA，12μA，24μA下所得到的低通波形圖像。

　　由表1，表2可以看出，改變電路品質因數Q的值，可以通過兩種方法實現，即調節電路和改變硬件。對于電路的調節，可以給定C1=C2=C3=1×10-9F，只需調節OTA1的偏置電流，進而改變跨導的大小，以此表達改變品質因數的目的。另外一種是通過改變C1的大小來改變品質因數。圖7，圖8分別以帶通和帶阻來實現上述功能。

　　5 結 語

　　這里提出一種新穎的MO-OTAS和CCCII相結合的二階多功能電流模式濾波器，所設計的濾波器頻率可調，只需適當調節CCCII的偏置電流，即可達到調節CCCII內部電阻RX，使得濾波器的調諧能力大大提高。另外，還提出了兩種改變品質因數的方法，通過實驗證明了中心頻率與品質因數之間的相互獨立性，而且由于沒有使用浮地電容，便于實現集成。且ω0，Q對無源元件靈敏度低。仿真結果驗證了它在較寬的頻率范圍內表現良好。