文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2016.05.035
中文引用格式： 蔣林，王海唐，吳俊. 基于自主均流技術的功率因數校正電路的研究[J].電子技術應用，2016，42(5)：128-130，134.
英文引用格式： Jiang Lin，Wang Haitang，Wu Jun. Research on power factor correction circuit based on autonomous current sharing technique[J].Application of Electronic Technique，2016，42(5)：128-130，134.
0 引言
均流技術是解決在現有功率器件受限的情況下，增加電源的輸出功率和減少研發成本的有效手段。特別是在通信電源、電鍍電源和雷達電源等上得到了廣泛的應用[1-3]。
現有的均流技術主要分為：自主均流技術和主從均流技術。從本質上講，電源的均流都是通過調整輸出電壓來達到均流的目的。電源模塊在并聯運行的過程中，很小的輸出電壓都會引起輸出電流的巨大變化，所以必須限制電源模塊的輸出電壓調節量[1]。
AC/DC功率變化電路在工業中得到了廣泛的應用，但隨著大量整流電路的應用，給電網造成了很大的諧波污染，影響電網的穩定運行。現有治理諧波的方法有集中治理和分布治理，最好的方式都是通過有源功率因數校正（PFC）電路實現源頭治理[4]。功率因數校正電路一般采用Boost電路作為電源的主拓撲，所以電源的效率非常高（大于96%），高功率密度的功率因數校正電源模塊在國外應用得很成熟，國內還處于起步階段。由于軍備國產化的要求，國內許多電源模塊廠家開始研究功率因數校正電源模塊。國內推出的功率因數校正電源模塊大多只能單模塊運行，不能多電源模塊并聯運行。本設計利用自主均流技術來實現功率因數校正電源模塊的并聯運行，對增大電源輸出功率、減少研發成本和縮短研發周期等有重要意義[2]。
1 PFC校正電源設計
功率因數校正電路設計的兩個關鍵是高頻率開關和高功率密度，但是這本身是相互矛盾的，高頻率會增大開關損耗，影響電源散熱，進而影響電源功率密度。在實際應用中，功率變換系統的安放空間是首要考慮的問題，而效率是其次的。因此，在電源設計時對高功率密度的重視程度要超過高工作頻率。
通常，根據電感中電流的波形，功率因數校正電源有3種工作模式：連續電流工作模式（CCM）、臨界電流工作模式（BCM）和斷續電流工作模式（DCM）。有研究表明，在許多小功率應用中，基于Boost功率因數校正電路運行于臨界電流工作模式或斷續電流工作模式。這是因為對于CCM工作模式，需要對電感電流進行精確的采樣，然而對于BCM和DCM來說是不需要精確采樣的。對于臨界電流工作模式來講，需要在電感上額外添加一個副邊繞組來檢測電流的過零點，然而對于DCM來說，這個電流過零檢測是完全不需要的。
一般處于臨界或斷續電流工作模式的功率因數校正電源小于500 W，而本文所設計的電源功率為2 kW，所以選用連續電流工作模式[4]。本文利用交錯并聯技術來設計單電源模塊的主電路，其電路結構如圖1所示。此電路不僅可以提高電源的輸出功率，也能減小電源的輸出紋波，并能防止電源出現次諧波震蕩。
在設計中，最為主要的是儲能元件和開關器件的選擇。開關器件的選擇應滿足足夠的電壓和電流裕量，更低的功耗。儲能器件的選擇影響到電源的功率、動態響應和沖擊響應等，下面給出儲能器件的選擇原則。
1.1 電感的設計
BOOST變換拓撲中電感的設計是十分重要的，已經在大量的文獻中予以討論。設計的第一步是確保功率因數校正電路正常運行所需要的電感量，這就必須要求即使在最大功率的運行狀況下，電感也不能夠達到飽和狀態。基于連續電流工作模式下的電感選擇可以根據下式計算[8]：
然后，磁性的材質和尺寸都必須滿足匝數和溫度的要求。在實際應用中，由于鐵氧化體磁性材料的高頻損耗低，在開關電源中得到了廣泛的應用。圖2給出了電感的設計步驟。
1.2 濾波電容的設計
輸出濾波電容決定了電源的功率密度和功率等級，由于直流母線上的電壓為一個直流電壓疊加一個幅值很小的交流紋波電壓。紋波電壓由輸出的功率Po和交流電源的輸入頻率ω決定[8]：
為了確保功率因數校正電路的正常運行，設計參數必須要滿足以下兩個條件：
(1)輸出電壓uo必須大于輸入電壓的最大值，這是為了確保功率因數校正電源的輸入電流波形跟隨輸入電壓波形的變化而變化。
(2)輸出電壓uo必須小于電容、開關管和二極管的最大耐壓值，這樣才能確保功率因數校正電路的安全運行。
這樣就規定電容的最小容量要求和最小耐壓要求。
1.3 基于BOOST的PFC電路數學模型
基于平均電流控制模式，電源系統的動態數學模型為：
2 電源均流方案設計
要實現電源的均流控制，首先要對電流進行精確的采樣。目前最簡單的方法是通過電阻取樣，測量電阻兩端的電壓來檢測電流的大小。為了降低損耗，一般采樣電阻為毫歐級，這就要求對取樣電壓進行放大處理，同時要求運算放大的偏置電流極低。因此，我們選用LTC6102作為電流的放大器，并設計單電源供電，其中電流采樣電路和放大電路分別如圖3、圖4所示。
在取得電流信號之后，討論均流電路的設計。在設計時，選用UCC29002作為自主均流控制芯片，最為重要的輸出電壓調節量和均流環帶寬。自主均流技術時，需要將每個電源的均流線LS連在一起，每個電源模塊會主動跟隨LS最大的電源模塊運行，如圖5所示。
首先，由于UCC29002的最大可調節電流為6 mA，采用二極管隔離輸出，輸出電壓的調節量需要大于10 V以上，則采樣回路的調節電阻為：
其次，均流帶寬的確定。因功率因數校正電路的電壓外環帶寬一般為15～20 Hz，那么均流帶寬必須設置在此帶寬的1/5處。這樣不僅能夠保證系統的快速動態響應，也保證了系統的均流精度。圖6給出了電流閉環控制的結構框圖，其中電流采樣反饋為比例大慣性環節，而對環路的補償采用比例積分環節G(s)來完成。
于是，整個電流環的開環傳遞函數為：
在補償器的設計中，必須要保證均流環系統的開環傳遞函數的截止頻率在3 Hz以內，要預留出足夠的相位余量（需大于45°）。
均流精度是衡量均流電路的重要指標，以兩個電源并聯為例，均流精度定義為：
式中：η為均流精度，I1和I2代表兩模塊的輸出電流。
3 仿真結果及分析
利用saber仿真平臺，搭建了基于自主均流技術的功率因數校正電路仿真模型，如圖7所示。當進行單個電源仿真時，直接采用圖7所示的仿真模型；當進行多個電源并聯仿真時，需要將圖7中單電源的輸出端口并聯，并且每個電源模塊的LS端口連在一起。均流控制電路如圖8所示，單個電源仿真參數如表1所示。
當采用單個電源運行時，仿真結果如圖9所示。由圖可知，單個電源能夠可靠穩定地運行。
當采用兩個電源并聯運行時，分別在負載為30%、50%和100%進行仿真研究，仿真結果如表2所示。由表2可知，在負載超過30%以后，均流精度小于5%。
4 結論
通過理論分析和仿真實驗表明，本文所設計的PFC校正電路及控制電路和均流電路均可行，且并聯電源在輕載運行時的電流均流精度小于5%，滿足工程實際應用要求。
參考文獻
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