周廣濤，孫妍忞
(哈爾濱工程大學(xué) 自動化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001)
摘要：隨著衛(wèi)星導(dǎo)航應(yīng)用范圍不斷拓展，對導(dǎo)航接收機(jī)的靈敏度要求越來越高，高靈敏度可以使接收機(jī)在室內(nèi)或其他衛(wèi)星信號較弱情況下仍然能夠?qū)崿F(xiàn)定位和跟蹤。目前傳統(tǒng)接收機(jī)為超外差中頻采樣結(jié)合基帶信號處理架構(gòu)，該架構(gòu)降低了對ADC信號采集以及基帶信號處理的壓力，但接收機(jī)靈敏度性能已趨于極限。隨著ADC技術(shù)的不斷發(fā)展，對衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行直接數(shù)字采樣已漸漸成為現(xiàn)實(shí)。提出了一種基于高速ADC對衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行直接數(shù)字采樣的方案，通過與傳統(tǒng)超外差中頻采樣方案對比分析、仿真論證及實(shí)際測試，驗(yàn)證了新方案切實(shí)可行，并且能較大程度提升接收機(jī)靈敏度等關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)，具有明顯的技術(shù)優(yōu)勢。
關(guān)鍵詞：射頻直接數(shù)字采樣;超外差;靈敏度;衛(wèi)星導(dǎo)航
0引言
隨著衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)的發(fā)展，導(dǎo)航接收機(jī)廣泛應(yīng)用于各個(gè)領(lǐng)域，對導(dǎo)航接收機(jī)的靈敏度要求也越來越高。目前，市場上的高靈敏度導(dǎo)航接收機(jī)主要依賴于優(yōu)越的基帶信號處理算法來實(shí)現(xiàn)，而接收機(jī)鏈路架構(gòu)一直采用超外差中頻采樣方式［1］。隨著基帶信號處理算法的趨于成熟，傳統(tǒng)超外差中頻采樣已難以再進(jìn)一步提升接收機(jī)靈敏度性能。
然而ADC器件不斷發(fā)展，對衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行直接數(shù)字采樣已漸漸成為現(xiàn)實(shí)。根據(jù)軟件無線電的要求，天線接收到的信號經(jīng)過射頻前端后應(yīng)直接采樣，信號的濾波、混頻、捕獲、跟蹤等處理則在DSP/FPGA完成［2-3］。相比傳統(tǒng)方式，AD采樣的信號更趨于射頻前端，因此接收機(jī)鏈路引入的噪聲干擾更低，在基帶算法相同的情況下，接收機(jī)靈敏度性能優(yōu)于傳統(tǒng)超外差中頻采樣方式。
本文詳細(xì)論述了基于高速ADC對射頻信號直接數(shù)字采樣的實(shí)現(xiàn)原理，對比傳統(tǒng)方式進(jìn)行性能分析，最后根據(jù)仿真和系統(tǒng)級實(shí)際測試驗(yàn)證了方案的優(yōu)越性。
1導(dǎo)航接收機(jī)實(shí)現(xiàn)
接收機(jī)的基本功能就是從空間眾多電磁波中選出有用信號，并將信號放大至解調(diào)器所需的功率值，進(jìn)而送入解調(diào)器解調(diào)變換成基帶信號［4］。目前常用的導(dǎo)航接收機(jī)射頻前端是將天線接收到的信號進(jìn)行濾波、放大、下變頻和增益控制等處理，將微弱的射頻信號變換成具有一定信噪比的穩(wěn)定中頻或基帶信號以供數(shù)字端作進(jìn)一步處理［5］。這里提出的射頻直采方案直接使用高速ADC對信號采樣再到基帶做進(jìn)一步信號處理。
1.1超外差中頻采樣實(shí)現(xiàn)
傳統(tǒng)導(dǎo)航接收機(jī)一般采用超外差中頻采樣方式，如圖1所示，主要包括射頻濾波、LNA、混頻、中頻濾波、放大、A/D變換、基帶信號處理等器件。
1.2射頻直接數(shù)字采樣實(shí)現(xiàn)
對導(dǎo)航信號進(jìn)行射頻直接數(shù)字采樣的接收機(jī)鏈路主要包括射頻濾波、LNA、放大器、A/D變換、數(shù)字信號處理等器件，如圖2所示。
針對導(dǎo)航接收機(jī)的L1波段采用CA碼調(diào)制的信號，中心頻率f0=1 575.42 MHz，帶寬B=2.048 MHz，則fL=1 574.396 MHz，fH=1 576.444 MHz。根據(jù)帶通采樣定理可以選取ADC采樣率為fs=819.2 MHz。
假設(shè)被采集信號為：
經(jīng)過ADC采樣后，得到數(shù)字信號：
其中,n=kfs,k=0，1，2...
通過混頻技術(shù)，可得到信號的正交變量，數(shù)字信號正交混頻的I路可表示為：
Q路可表示為：
本地振蕩器和低通濾波器模塊是數(shù)字下變頻的核心模塊，其中本地振蕩器采用DDS算法實(shí)現(xiàn)。
在射頻直接采樣系統(tǒng)中，因采樣率高達(dá)819.2 MHz，而一般高性能信號處理器FPGA工作時(shí)鐘不能超過300 MHz，因此須采用并行處理方式實(shí)現(xiàn)。基于system generator實(shí)現(xiàn)并行DDS算法模型如圖4所示，實(shí)現(xiàn)并行低通濾波器如圖5所示。
2接收機(jī)靈敏度理論分析
接收機(jī)靈敏度是衡量接收機(jī)在一定條件下能夠接收小信號的能力，用能夠檢測的最小信號功率來表示［6］。噪聲是限制接收機(jī)靈敏度的主要因素，噪聲的來源是多方面的，例如電路中的放大器、電阻、混頻器等元器件都會產(chǎn)生噪聲。噪聲的功率可以表示為：
其中，k為玻爾茲曼常數(shù)，B為接收機(jī)帶寬，Te為折合后輸入端的噪聲溫度，一般可以用噪聲系數(shù)來等效地表示噪聲溫度。
一個(gè)理想情況下的接收機(jī)只放大與天線有關(guān)的信號和噪聲，而不引入其他噪聲。但實(shí)際上接收機(jī)內(nèi)部總會產(chǎn)生內(nèi)部噪聲，所以輸入信號的信噪比要大于輸出信號的信噪比，噪聲系數(shù)定義為二者之比，即：
工程應(yīng)用中，采用下式計(jì)算接收機(jī)靈敏度［7］：
其中，S為接收機(jī)靈敏度，B為接收機(jī)帶寬（Hz），K為噪聲系數(shù)，S/N為基帶信號處理門限。
對于同一個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)，若不改變基帶信號處理算法，則接收機(jī)帶寬和基帶信號處理門限不變，因此影響接收機(jī)靈敏度的主要因素是接收機(jī)噪聲系數(shù)。而噪聲系數(shù)主要由接收機(jī)鏈路中所采用的微波器件和ADC性能決定。
2.1微波鏈路噪聲分析
射頻直接數(shù)字采樣相比超外差中頻采樣方案在微波鏈路設(shè)計(jì)中，因減少了混頻器、本振等電路，從而減少了噪聲源的引入環(huán)節(jié)，因此理論上在其他工藝技術(shù)環(huán)節(jié)保持不變的情況下，微波鏈路噪聲系數(shù)會有一定的改進(jìn)。
2.2ADC噪聲分析
ADC噪聲來源主要包括輸入噪聲和量化噪聲［8］。ADC輸入噪聲是固有噪聲，包括折合的碼元躍遷噪聲。理論上隨著ADC輸入模擬電壓的提高，理想ADC保持恒定的輸出碼元，直至到達(dá)躍遷區(qū)，此時(shí)輸出碼元即刻跳變?yōu)橄乱粋€(gè)值，并且保持該值，直至到達(dá)下一個(gè)躍遷區(qū)，如圖6（a）所示；然而實(shí)際ADC存在一定的碼元躍遷噪聲，如圖6(b)所示，通常把代碼躍遷噪聲折合到ADC的輸入噪聲。
ADC量化噪聲是在模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號過程中，由于ADC的有限解析度而產(chǎn)生的［9］。ADC只能用有限位數(shù)(N)的數(shù)字量表示其輸入電壓。因此ADC的輸入可以看作是由離散形式的模擬輸入加上誤差信號而構(gòu)成，這些誤差信號就是ADC的量化誤差，如圖7所示。
對于高速采樣ADC與低速采樣ADC來說，主要噪聲差別是由量化噪聲引起，輸入噪聲差別相對較小。由于量化噪聲功率平均分布在0~fs/2，量化噪聲能量是不隨采樣頻率變化的，采樣頻率越高，量化噪聲功率密度將越小，這時(shí)分布在輸入信號的有用頻譜上的噪聲功率也越小，即提高了信噪比。只要數(shù)字低通濾波器將大于fs/2的頻率分量濾除掉，采樣精度就會提高。
隨著ADC技術(shù)的發(fā)展，目前高速ADC采用先進(jìn)的折疊+內(nèi)插電路+校準(zhǔn)信號源的架構(gòu)，并增加適當(dāng)數(shù)量的帶外噪聲擾動來改善ADC的非線性，提高無雜散動態(tài)范圍；采用校準(zhǔn)環(huán)路來優(yōu)化輸入電路的偏置誤差、增益誤差，以達(dá)到最佳的輸出雜散性能，在提高量化位寬的同時(shí)，顯著提高了噪聲性能。
目前高速ADC不僅具備對衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行射頻直接采樣的能力，而且通過提高系統(tǒng)采樣率，可以實(shí)現(xiàn)對信號電壓的精細(xì)量化，在保持ADC量化位寬不變的情況下，使ADC量化噪聲較大程度降低。
經(jīng)過上述理論分析可知，采用射頻直接采樣方案的衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)靈敏度性能優(yōu)于傳統(tǒng)超外差中頻采樣方案。
3系統(tǒng)仿真及測試驗(yàn)證
3.1超外差中頻采樣驗(yàn)證
采用微波鏈路仿真軟件分析超外差混頻射頻前端電路噪聲系數(shù)如圖8所示，得到噪聲系數(shù)為2.79 dB。
基于實(shí)際超外差中頻采樣接收機(jī)系統(tǒng)，采用信號模擬源作為激勵(lì)，設(shè)置信號源輸出GPS L1頻點(diǎn)C/A碼，輸出功率為-130 dBm，對基帶信號進(jìn)行數(shù)據(jù)分析得到信噪比為-24 dB，在基帶碼元相關(guān)后得到相關(guān)峰如圖9所示。
3.2射頻直接數(shù)字采樣
采用微波鏈路仿真軟件分析射頻直接采樣射頻前端電路噪聲系數(shù)如圖10所示，得到噪聲系數(shù)為1.83 dB。
基于實(shí)際射頻直接數(shù)字采樣接收機(jī)系統(tǒng)，采用信號模擬源作為激勵(lì)，設(shè)置信號源輸出GPS L1頻點(diǎn)C/A碼，輸出功率為-130 dBm，對基帶信號進(jìn)行數(shù)據(jù)分析得到信噪比為-21 dB，在基帶碼元相關(guān)后得到相關(guān)峰如圖11所示。
3.3對比分析驗(yàn)證結(jié)果
3.3.1理論分析情況
超外差中頻采樣對比射頻直接數(shù)字采樣方案接收機(jī)性能理論分析對比如表1所示。
3.3.2仿真論證情況
對兩種導(dǎo)航接收機(jī)射頻前端電路實(shí)現(xiàn)方式進(jìn)行仿真論證，得到指標(biāo)性能對比如表2所示。
可以看出，從仿真分析角度來看射頻直接采樣方式相比中頻采樣方式靈敏度更好。
3.3.3實(shí)際測試情況
對兩種數(shù)字接收機(jī)實(shí)現(xiàn)方式進(jìn)行實(shí)際測試得到指標(biāo)性能對比如表3所示。
根據(jù)理論定性分析，結(jié)合仿真論證和實(shí)際測試驗(yàn)證，在當(dāng)前技術(shù)條件下，已具備衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行射頻直接采樣的能力，而且接收機(jī)靈敏度性能更優(yōu)。
4結(jié)論
隨著ADC技術(shù)的不斷發(fā)展，本文提出了基于高速ADC的衛(wèi)星信號射頻直采方案，可以在基帶算法已經(jīng)趨于成熟的情況下較大程度地提高導(dǎo)航接收機(jī)的靈敏度等技術(shù)指標(biāo)。本文對比分析了兩種導(dǎo)航接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)方式，即目前常用的超外差中頻采樣及射頻直接數(shù)字采樣，詳細(xì)討論了射頻直采實(shí)現(xiàn)方案，以靈敏度為技術(shù)指標(biāo)搭建測試環(huán)境對二者做仿真論證和實(shí)際測試，仿真及測試結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的基于高速ADC的射頻直采方案完全能夠?qū)崿F(xiàn)對衛(wèi)星信號的數(shù)字化處理，并且接收機(jī)靈敏度等系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)性能更優(yōu)。
使用傳統(tǒng)超外差方式提高導(dǎo)航接收機(jī)靈敏度已比較困難，而采用高速ADC射頻采樣方案不僅可以在同樣基帶算法的條件下較大程度地提高接收機(jī)靈敏度等指標(biāo)，而且便于采用數(shù)字信號處理方式實(shí)現(xiàn)不同的系統(tǒng)功能，后期系統(tǒng)維護(hù)和升級改造靈活；同時(shí)，也便于對大帶寬跳頻信號進(jìn)行數(shù)字信道化處理。軟件無線電是未來信息系統(tǒng)數(shù)字化的發(fā)展方向，在此大環(huán)境下，該方案以其更接近軟件無線電系統(tǒng)架構(gòu)而必將成為一種發(fā)展趨勢。
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