0 引言

    開關電源的控制技術是影響開關電源性能的主要因素，隨著開關電源的廣泛應用，對其性能的要求在不斷提高^[1]。以線性控制理論為基礎的脈沖寬調制（Pulse Width Modulation，PWM）技術存在瞬態特性差、魯棒性差和補償網絡設計困難等問題，人們一直試圖采用更好的控制技術來改進開關電源的性能，以滿足電子設備對開關電源的要求^[2-4]。

    脈沖序列（Pulse Train，PT）控制技術是近年來提出的一種新型開關電源非線性控制技術，因具有控制電路簡單，瞬態特性、魯棒性好等優點，獲得廣泛研究^[5-6]。PT控制技術預設兩個頻率相同而占空比不同的高、低功率電壓控制脈沖，通過檢測和判斷開關周期起始時刻輸出電壓與參考電壓的關系來選擇合適的脈沖作為有效控制脈沖。若干個高、低功率電壓控制脈沖組成的脈沖序列形成一個脈沖序列循環周期，控制器通過調整脈沖序列循環周期中脈沖序列的組合方式實現對變換器輸出電壓的調節。

    開關變換器可工作于電感電流斷續導電模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和電感電流連續導電模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。由于PT控制CCM變換器的穩定性問題，目前對PT控制技術的研究大都是工作于DCM的變換器，其帶載能力較差。電感電流偽連續導電模式(Pseudo Continuous Conduction Mode，PCCM)是一種有別于DCM和CCM的特殊工作模式，在每個開關周期結束前，電感電流存在一段幅值不為零且保持不變的時間，而不是DCM模式時的零電感電流^[7]。

    本文考慮電感和續流開關管的寄生參數對變換器電路的影響，提出了一種新的脈沖序列控制策略，使Buck-Boost變換器工作于PCCM模式，分析了控制的過程及高低功率電壓控制脈沖，最后通過仿真及實驗驗證了該方法的可行性及理論分析的正確性。

1 PT控制CCM Buck-Boost變換器

    圖1為PT控制PCCM Buck-Boost變換器的電路結構圖，并聯在電感兩端的二極管D2和開關管S2，能為電感電流提供一個續流通路，通過控制兩個開關管的通斷，變換器可工作于PCCM模式。一個開關周期內PCCM Buck-Boost變換器存在三種工作模態：開關管S₁導通、S₂關斷時變換器處于電感充電狀態，電感電流i_L線性增加，二極管D1承受反向電壓關斷，電容C向負載R放電；S₁、S₂均關斷時變換器處于電感放電狀態，i_L不斷減小，D₁承受正向電壓導通，電感L向C及R放電；S₁關斷、S₂導通時變換器處于電感慣性模態，i_L經D₂和S₂續流，D₁再次承受反向電壓關斷，C向R放電，若忽略L、D₂和S₂的寄生電阻，i_L保持不變，而不是DCM下的零電感電流值。

    實際工作時，由于電感、開關管有損耗，電感慣性模態期間電感電流會線性減小。考慮電路中的損耗，提出了一種新的PT控制PCCM Buck-Boost變換器控制策略，具有兩個控制變量。控制器由脈沖序列控制器和偽連續控制器組成，工作過程為：在每個開關周期的起始時刻，采樣電路采樣輸出電壓V_o，當V_o低于基準電壓V_ref時，脈沖序列控制器產生高能量電壓控制脈沖P_H1，控制開關管S₁導通，使電感電流i_L上升；當P_H1脈沖結束后，S₁關斷，i_L下降；當i_L下降到設定的參考電流I_ref時，偽連續控制器產生電流控制脈沖P_H2，控制開關管S₂導通，i_L續流，直至下一個開關周期開始。當V_o高于V_ref時，脈沖序列控制器控制產生低能量電壓控制脈沖P_L1，控制S₁導通，i_L上升；當P_L1脈沖結束后，S₁關斷，i_L下降；i_L下降至設定的參考時間t_ref后，偽連續控制器產生電流控制脈沖P_L2，控制S₂導通，i_L續流，直至下一個開關周期開始。圖2為脈沖序列控制PCCM Buck-Boost變換器的主要工作波形。

    若僅設置一個參考電流I_ref作控制變量，脈沖序列控制器在產生高低能量電壓控制脈沖時，偽連續控制器均在i_L下降到I_ref時產生相應的電流控制脈沖，控制S₂導通。但在實際工作時，由于低能量電壓控制脈沖周期工作時，電感慣性模態維持時間較長，電感電流下降大，會嚴重影響下一個周期的電感電流，而高能量電壓控制脈沖工作的開關周期電感電流續流時間短，電感電流下降可忽略。這兩種情況的電感電流波形如圖3。

    提出的新型控制策略在設置一個參考電流的基礎上，增設一個對時間的控制量，在產生低能量電壓控制脈沖時，使電感電流下降至設定時間，開關管S₂導通，從而使偽連續控制器根據脈沖序列控制器產生的電壓控制脈沖產生相應的電流控制脈沖，不會影響下一個周期；而在產生高能量電壓控制脈沖時，仍使S₂在電感電流下降至參考電流時導通。圖4為兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器的控制流程圖。

2 高、低能量電壓控制脈沖比例分析

    對于PT控制PCCM Buck-Boost變換器，在產生高能量電壓控制脈沖P_H1的開關周期，開關管S₁導通時間為D_HT，流經S₁的電流波形如圖2所示，該開關周期內流經S₁的電流平均值為：

式中I_ref為參考電流，D_H為P_H1的占空比，T為開關周期，V_i為輸入電壓，L為電感。

    Buck-Boost變換器的輸入端電流即為流經開關管S₁的電流，故在高能量電壓控制脈沖P_H1作用的開關周期，變換器從輸入端獲得的能量為：

    類似地，求得在低能量電壓控制脈沖P_L1作用的開關周期，變換器從輸入端獲得的能量為：

式中D_L為P_L1的為占空比。

    假設Buck-Boost變換器工作于穩態時，脈沖序列由μ_H個高能量電壓控制脈沖與μ_L個低能量電壓控制脈沖組成，則一個脈沖序列循環周期內，變換器從輸入端獲得的總能量為：

    設變換器的輸出功率為P，能量轉化效率為η，則存在以下關系：

    由以上各式可得PCCM模式下脈沖序列循環周期中P_H1脈沖和P_L1脈沖的數量比例關系：

    根據PCCM模式的分析方法，同樣可得到DCM模式時脈沖序列循環周期中高低能量電壓控制脈沖的數量比例關系：

    由式(6)和式(7)可分別得出PT控制PCCM模式和DCM模式下的μ_H/μ_L與負載功率P的關系曲線，如圖5所示。變換器電路參數為：V_i=10 V，V_o=9 V，P=1.8 W，T=50 μs，L=100 μH，C=470 μF；脈沖序列控制參數為：D_H=0.12，D_L=0.4，I_ref=0.5 A。

    由圖5可知，μ_H/μ_L隨著負載功率的增大而增加，當輸出功率增大到一定值時，μ_H/μL迅速增加，變換器不能正常工作，從圖中可以看出PCCM模式能正常工作的輸出功率范圍要大于DCM模式，即PCCM變換器帶載能力較強。

3 仿真研究

    為證明上述理論分析的正確性，對兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器進行仿真研究，仿真仍采用上節中的電路參數和控制參數。

    圖6給出了兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器在不同負載功率下電壓控制脈沖的仿真波形。輸入電壓為額定值，P為1.8 W時，脈沖序列為P_H1-P_L1-P_L1-P_H1-P_L1，μ_H/μ_L=2/3；P減小為1.2 W時，脈沖序列為P_H1-P_L1-P_L1-P_L1，μ_H/μ_L=1/3；P增加為3.4 W時，脈沖序列為P_H1-P_H1-P_H1-P_L1，μ_H/μ_L=3。

    可見輕載時脈沖序列控制器產生相對較多的低能量電壓控制脈沖，重載時脈沖序列控制器產生相對較多的高能量電壓控制脈沖。另外，輸出功率為3.4 W時PT控制DCM Buck-Boost變換器已不能正常工作，PCCM模式相比于DCM模式提高了帶載能力。

4 實驗驗證

    為了驗證新型控制策略的可行性以及理論分析與仿真研究的正確性，本文搭建了實驗平臺，對兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器進行試驗驗證，實驗參數與仿真參數相同。實驗裝置中的開關管均采用IRF3205，二極管采用SR560，A/D轉換器采用LM393，光耦采用6N137，控制器采用數字控制器FPGA，型號為EP4CE15F17C8，驅動芯片采用A3120。

    圖7為兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器在P為1.8 W時的電壓控制脈沖和電感電流實驗波形，控制器在一個脈沖序列循環周期發出的電壓控制脈沖序列為：P_H1-P_L1-P_L1-P_H1-P_L1。實驗結果與理論分析及仿真結果一致，驗證了新型控制策略的可行性及理論分析、仿真研究的正確性。

5 結論

    本文在傳統的包含一個控制變量的PT控制PCCM變換器的基礎上，提出一種具有兩個控制變量的PT控制策略，控制器根據脈沖序列產生高低能量電壓控制脈沖而產生相應的電流控制脈沖。詳細分析了這種控制策略下變換器的工作過程，改善了變換器的性能。通過仿真和實驗研究，分析了脈沖序列控制PCCM Buck-Boost變換器的工作狀況及脈沖組合，驗證了新型控制策略的可行性和理論分析的正確性，同時也證明，與PT控制DCM Buck-Boost變換器相比，PT控制PCCM Buck-Boost變換器帶載能力有了明顯提高。

參考文獻

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