近年來汽車電子行業(yè)呈現(xiàn)出飛躍式的發(fā)展趨勢。汽車電器所消耗地電能正在大幅度提高，現(xiàn)有的電源已經(jīng)不能滿足汽車上所有電氣系統(tǒng)的工作，不僅需要更大的供電能力，而且要求更高的供電可靠性和供電質量[1]。

　　市場上低功率的車載逆變器按照輸出波形來劃分，可以劃分為修正正弦波逆變器和正弦波逆變器兩類。修正正弦波逆變器指的是輸出為220 V/50 Hz的非正弦交流電，它的優(yōu)點是電路結構較為簡單，效率可以達到很高級別，但是也存在如下明顯缺點：

　　(1)使用普通萬用表測量修正正弦波車載逆變器的交流輸出時，顯示的電壓比220 V低20 V左右。在運行精密設備時會出現(xiàn)問題，也會對通信設備造成高頻干擾。

　　(2)感性負載在通斷電源的瞬間，會產(chǎn)生反電動勢電壓，這種電壓的峰值遠遠大于負載交流供電器所能承受的電壓值，容易引起車用逆變器的瞬時超載。

　　上述弊端是由移相控制技術產(chǎn)生的波形非正弦波所引起的。為此，本文采用SPWM逆變技術[2]，通過一種新的開關控制模式，實現(xiàn)了在阻感性負載條件下“純”正弦交流電流輸出，基本滿足所有車用電器負載；并通過SABER仿真驗證了系統(tǒng)的可行性。

1 逆變系統(tǒng)原理

　　全橋變換電路可以看作是由兩個雙管正激變換電路組合而成。該電路共有兩個橋臂，每個橋臂由兩只開關管組成。電路中共有兩組SPWM脈沖驅動信號，且兩組驅動信號相互互補。全橋變換電路的優(yōu)點有：(1)開關管在截止狀態(tài)下承受的電壓應力為電源電壓Vin；(2)在選用與半橋電路同規(guī)格開關功率器件時，可以獲得2倍半橋電路的輸出功率。車載電源系統(tǒng)的核心是4個高頻開關管T1~T4組成的H橋逆變電路[3]。其前級由三相交流發(fā)電機經(jīng)過整流濾波后得到所需穩(wěn)定直流電壓，然后將其接入逆變電路。由于逆變的目的是將直流電變?yōu)檎也ń涣麟妷海虼擞蒘PWM波驅動H橋的4個高頻開關管，使其按照所需的通斷順序及導通時間進行通斷，得到所需的正弦波。

　　本系統(tǒng)逆變電路的輸入電壓值約為400 V，電流值約為15 A，屬于高電壓低電流類型電路。輸出為220 V/50 Hz，其中SPWM信號的頻率為20 kHz。按設備工作的實際情況，假設負載阻抗12 Ω。為使電源適應多數(shù)負載，把負載表示為電感加電阻。

　　但是，應該注意到，當負載含有感性成分時，存在感性負載續(xù)流和如何續(xù)流的問題，對于由兩個功率開關Tl和T2構成的一個逆變橋(Tl在上、T2在下)，開關管T2開通時，通過感性負載的電流將開始增加；當開關管T2被關斷時，感性負載中的電流不可能立刻發(fā)生變化，它必須通過開關管T3上的反并聯(lián)二極管D3進行續(xù)流。純粹使4個開關管按一般性的兩兩交替通斷續(xù)流方式通以SPWM波不可能使負載得到純正弦波電流，原因見2.1。圖1所示為一般通斷續(xù)流時得到的負載電流。

　　因此，若想得到純正弦波電流，需要采取新的SPWM方法來實現(xiàn)。

2 單相橋式電路的新SPWM方法原理

　　2.1 傳統(tǒng)SPWM不能產(chǎn)生純正弦波電流的原因分析

　　傳統(tǒng)SPWM之所以不能產(chǎn)生純正弦波電流，主要是由于采用的是反壓續(xù)流方式，即電感的儲能回饋電源。以下從4個開關模態(tài)及各模態(tài)下電感L、電阻R兩端的電流/電壓圖（圖2）來詳細分析說明。

　　(1)開關模態(tài)1（t0~t1）

　　自t0時刻起，T1、T2導通，T3、T4關斷，直流電壓加至電感L和電阻R兩端，其電流回路為電源正極→T1→L→R→T2→電源負極。由于有電感的抑制作用，電流iL逐漸增大，電感儲能，如圖3所示。忽略T1、T2的導通壓降，該模態(tài)的電壓方程及其解為：

　　式中：Uin為輸入的直流電壓，=L/R。

　　(2)開關模態(tài)2（t1~t2）

　　t1時刻T1、T2關斷，T3、T4的基極導通信號到來，電感經(jīng)過D3、D4釋放其儲能進行續(xù)流，能量回饋電源，此時雖然T3和T4已有導通信號，但是直至電感電壓小于直流源電壓時(即t2時刻)，T3和T4才真正導通，如圖4所示。忽略二極管的導通壓降，該模態(tài)的電流方程及其解為：

　　(3)開關模態(tài)3（t2~t3）

　　自t2時刻開始，T3、T4導通，而T1、T2關斷，直流電壓反向加至電感L和電阻R兩端，流經(jīng)負載的電流iL逐漸反向增大，電感繼續(xù)儲能，其電流回路為電源正極→T3→R→L→T4→電源負極。其過程類似開關模態(tài)1，由于版面原因，不再給出模式圖。

　　(4)開關模態(tài)4（t3~t4）

　　自t3時刻起，T3、T4關斷，T1、T2的基極導通信號到來，電感經(jīng)過D1、D2釋放其儲能進行續(xù)流，能量再次回饋電源，與開關模態(tài)2過程類似。如此反復進行，由于版面原因，不再給出模式圖。

　　此反壓續(xù)流方式經(jīng)過負載的電流波形如圖1所示，圖中的波形已近似正弦波，但是還存在一定偏差。

　　圖5為反壓續(xù)流時電感L和電阻R兩端的電流電壓細節(jié)圖。從圖中可以看出t1~t2時間段電流下降明顯，究其原因是電壓下降明顯，因為電感向電源回饋能量，盡管電感瞬間電壓高于電源電壓，但是由于電源的電壓抵消了大部分的電感電壓，致使負載電壓下降。

　　2.2 改進SPWM工作原理

　　改進的SPWM加熱方式采用零壓續(xù)流[4]工作模式，所謂零壓續(xù)流即電感的儲能沒有回饋到電源，而繼續(xù)供負載消耗，以下從4個開關模態(tài)詳細分析說明。

　　(1)開關模態(tài)5（t0~t1）

　　自t0開始，T1、T2導通，T3、T4關斷，直流輸入電壓加至電感L和電阻R兩端，通過負載的電流方向由左至右，此過程與反壓續(xù)流開關模態(tài)1情況類似。

　　(2)開關模態(tài)6（t1~t2）

　　從t1時刻開始，T2關斷時T1將繼續(xù)導通，繼續(xù)導通的信號為SPWM信號，T3、T4仍處于關斷狀態(tài)，電感便通過L→R→D3→T1→L回路放電，直至t2時刻電感電壓小于直流輸入電壓時，T1才關斷，如圖6所示。該模態(tài)的電流方程及其解為：

　　式中：=L/R。

　　(3)開關模態(tài) 7（t2~t3）

　　t2時刻到來時T3、T4導通，直流輸入電壓反向加至負載兩端，電流方向由右至左，此過程與反壓續(xù)流開關模態(tài)3情況類似。

　　(4)開關模態(tài)8（t3~t4）

　　t3時刻T3關斷，而T4繼續(xù)導通，導通信號延續(xù)之前的SPWM信號，如圖7所示。電感的儲能通過L→T4→D2→R回路進行放電，直至電感放電完畢，隨后T1、T2導通。

　　零壓續(xù)流按照以上過程循環(huán)往復。續(xù)流是本設計所采用的方法。從圖8中可以看出波形已近似為正弦波。

　　2.3 兩種不同工作模式的比較

　　從圖1和圖8對比可以看出，零壓續(xù)流明顯好于反壓續(xù)流。另外通過式(2)和式(3)可以看出開關模態(tài)2比開關模態(tài)6電流小且指數(shù)下降更快。在零壓續(xù)流開關模態(tài)6中電流呈指數(shù)緩慢下降，由于開關管T1以SPWM方式通斷，而且通斷時間(1/f=1/20k=0.05 ms)遠遠小于主電路固有時間常數(shù)，因此可以使通過負載的電流近似為純正弦波。

　　2.4 關鍵技術的實現(xiàn)方法

　　在反壓續(xù)流方式的基礎之上，以T1、T2的導通關斷為例來說明零壓續(xù)流的電路設計原理。

　　在T1低頻導通、T2以SPWM脈沖導通時，電流的路徑是直流輸入正極→T1→L→R→T2→直流輸入負極，此時T3和D3端電壓為+400 V左右；當T1低頻導通、T2以SPWM脈沖關斷時，電感儲能經(jīng)過D3續(xù)流，此時電壓傳感器檢測D3端電壓為-0.7 V左右。電流的路徑為L→R→D3→T1→L。當T1和T2都關斷后，電感將沿著L→R→D3→電源→D2→L進行續(xù)流，D3兩端亦為-0.7 V，直到電感電壓小于電源電壓為止。此期間包括T1和T2正常導通的時間段以及電感續(xù)流的時間段，而電感續(xù)流時間段是電流突然下降的時間。本文所采取的零壓續(xù)流方式正是在此電感續(xù)流時間段令T1繼續(xù)以SPWM的形式通斷，使得輸出電流波形得到改善。因此電壓傳感器提取的D3兩端電壓為0.7 V時的時間為零壓續(xù)流中T1應該導通的全部時間段，再經(jīng)過后續(xù)一定的邏輯運算，將電感續(xù)流的時間段通以SPWM信號，即可實現(xiàn)零壓續(xù)流方式。

　　圖10所示為D3電壓的提取電路，此電路采用雙向比較器實現(xiàn)，然后再通過一個比較器去除不必要的毛刺。圖(a)是以提取D3兩端負電壓為例來說明的，圖(b)電路中的u*o是D2兩端提取出的負電壓。

3 仿真結果及分析

　　以SABER仿真軟件[5]得到的仿真結果來分析，就阻感性負載而言，通過分別計算各自電流的THD，移相控制在觸發(fā)角為90°時，其THD為39.9%，而SPWM的THD幾乎為零，由此可看出SPWM逆變技術得到的正弦電流明顯好于移相控制技術。為了更好地說明此方法在車載電源制造過程中的適用性，本文還對純電阻和純電感負載的情況進行了仿真，得到的結果如圖11所示。

　　當負載為純電阻負載時，可以在其上產(chǎn)生圖10(a)所示波形，其中的黑色部分是頻率為20 kHz的SPWM波。而對于純電感負載，得到的加熱電流波形如圖10(b)所示，由此可見，運用此方法也可以得到較好的正弦波電流。

　　由此可以看出，此方法適用于負載從純電阻到純電感變化的各種情況，適用性更廣泛。

　　本文設計了一種基于SPWM逆變技術的車載電源系統(tǒng)，能得到純正弦波輸出電流/電壓，大大提高了汽車供電系統(tǒng)的質量。理論分析和仿真結果表明，此新系統(tǒng)的負載適用性很廣，既適合純阻性負載，也適合純感性負載，彌補了傳統(tǒng)移相逆變技術的不足。

參考文獻

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