0 引言

    LLC諧振變換器作為工業(yè)應(yīng)用最為熱門的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，具有組件少、開關(guān)應(yīng)力小、效率高等優(yōu)點(diǎn)^[1]。因此應(yīng)用于很多場(chǎng)合，特別是高電壓低電流輸出的應(yīng)用。LLC拓?fù)浣Y(jié)合了SRC和PRC的優(yōu)點(diǎn)，不僅可用于升降壓狀態(tài)，同時(shí)諧振槽路電流可以反映負(fù)載的大小。LLC諧振變換器在寬電壓范圍很大的情況下具有較好的電壓調(diào)節(jié)特性。LLC諧振變換器中，原邊MOS管ZVS開通，副邊整流二極管ZCS關(guān)斷，軟開關(guān)得以實(shí)現(xiàn)，一定程度上降低了開關(guān)損耗，便于高頻化的實(shí)現(xiàn)，提高了效率和功率密度^[2]。

    文獻(xiàn)[1]提出了一種新型LLC拓?fù)洌哂休^低的導(dǎo)通損耗和頻率變化范圍。文獻(xiàn)[2]提出了一種混合控制LLC的方法，當(dāng)其工作在不同輸入電壓下時(shí)，分別采用變頻和移相控制。文獻(xiàn)[3]提出了一種輸入電壓范圍不寬的定頻控制LLC的方法。文獻(xiàn)[4]提出了雙移相控制雙向LLC諧振變換器，在兩個(gè)功率傳輸方向上分別采用雙移相和變頻控制策略。由于LLC串聯(lián)諧振變換器在寬電壓輸入下應(yīng)該具有小的勵(lì)磁電感來(lái)獲得高的電壓增益，因此造成了原邊嚴(yán)重的導(dǎo)通損耗。而變頻控制為了覆蓋寬范圍輸入，工作頻率范圍較寬，不利于磁性元件的設(shè)計(jì)^[3]。

    本文通過對(duì)LLC拓?fù)涞脑砗吞匦赃M(jìn)行分析，對(duì)主電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，使其能夠在工作電壓和全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管的零電壓開關(guān)且開關(guān)管的電壓應(yīng)力能降到最低。采用定頻移相控制可以在不降低頻率的情況下獲得高的直流電壓增益。設(shè)計(jì)了一臺(tái)350 V~500 V輸入，200 V/5 A輸出的樣機(jī)，利用Saber軟件初步驗(yàn)證分析的可靠性，最后對(duì)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，證明了方案的正確性。

1 LLC諧振變換器的原理及分析

1.1 LLC諧振變換器主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    LLC諧振變換器如圖1所示^[1]，與傳統(tǒng)諧振變換器不同的是，LLC變換器的一個(gè)整流橋臂上的兩個(gè)整流二級(jí)管由SR開關(guān)代替。SR開關(guān)與初級(jí)側(cè)開關(guān)同步頻率調(diào)制，以便減少二級(jí)側(cè)開關(guān)的導(dǎo)通損耗。

    使用諧波近似法可以得到LLC諧振變換器的直流輸出電壓增益為：

    由式(1)可以得到諧振變換器在不同Q值下相應(yīng)的增益曲線。如圖2所示，當(dāng)其工作在不同負(fù)載下，開關(guān)頻率變化范圍較小，不會(huì)出現(xiàn)輕載調(diào)整率的問題。如果采用變頻控制，工作頻率范圍會(huì)比較寬，空載可能會(huì)出現(xiàn)電壓失調(diào)的狀態(tài)。本文采用定頻控制，根據(jù)負(fù)載電壓的變化，調(diào)節(jié)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比或移相角以穩(wěn)定輸出電壓。

1.2 工作模式分析

    本文采用定頻移相控制模式，如圖3所示。

    即在高電壓輸入時(shí)，SR開關(guān)打開與原邊開關(guān)同步，因?yàn)殡娏髁鬟^二次測(cè)的開關(guān)通道，具有較小的導(dǎo)通電阻，次級(jí)整流的導(dǎo)通損耗降低。SR開關(guān)在不需要關(guān)閉之前，整流器電流直接變成0。由于電流流過串聯(lián)整流二極管和SR開關(guān)，整流二極管防止整流電流為負(fù)，使SR開關(guān)工作在正半周期。當(dāng)開關(guān)頻率小于且接近諧振頻率時(shí)，LLC工作在斷續(xù)模式，LLC諧振變換器運(yùn)行方式與傳統(tǒng)諧振變換器類似，這里不再具體闡述，其關(guān)鍵波形如圖4所示。

    當(dāng)變換器的輸入電壓低的時(shí)候，采用移相控制，即副邊SR開關(guān)通過控制柵極信號(hào)的相移，以至于變換器可以在不降低開關(guān)頻率的情況下獲得高的電壓增益。由于變換器工作頻率范圍較窄，可以選擇一個(gè)小型變壓器，以便降低變壓器磁芯尺寸和導(dǎo)通損耗，使其在整個(gè)負(fù)載獲得最大化效率。移相模式下關(guān)鍵波形圖如圖5所示。

    開關(guān)模態(tài)1（t₀~t₁）：Q₁開通，L_r上的電壓為V_in－VCr，諧振電流從漏極流過源極，諧振腔電流i_Lr線性增長(zhǎng)。諧振電流和勵(lì)磁電流的能量差通過副邊整流傳遞到負(fù)載。由于SR₂持續(xù)導(dǎo)通，加在勵(lì)磁電感兩端電壓為零。

    開關(guān)模態(tài)2（t₁~t₂）：SR₂關(guān)斷，由C_r儲(chǔ)存到L_r上的能量通過DR₁和SR₂輸出到電容C₀。變壓器勵(lì)磁電感兩端電壓被鉗位，此時(shí)V_Lm=nV_out。i_Lm線性增加，諧振腔電流i_Lr以（V_in－V_Cr－nV_out）/L_r的斜率減小，最終與勵(lì)磁電感上的電流相等，即i_Lr=i_Lm。

    開關(guān)模態(tài)3（t₂~t₃）：D_r1關(guān)斷，因?yàn)镾R₁持續(xù)開通，變壓器次級(jí)不會(huì)反射到初級(jí)側(cè)。L_r和L_m組成的諧振網(wǎng)絡(luò)上的電壓為V_in－V_Cr，此時(shí)L_r和L_m同步增長(zhǎng)。輸出濾波電容C₀給負(fù)載提供能量。

    開關(guān)模態(tài)4（t₃~t₄）：Q₁關(guān)段，Q₂未開通，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間。由于SR₂保持開通，C_r繼續(xù)給L_r放電，諧振腔電流線性增長(zhǎng)。此時(shí)Q₂寄生電容開始放電，為Q₂的ZVS開通做準(zhǔn)備。

    開關(guān)模態(tài)5（t₄~t₅）：階段5與階段1對(duì)稱，這里不再重復(fù)，其余的切換時(shí)間變換器工作模態(tài)和以上依次對(duì)稱。

2 LLC諧振變換器設(shè)計(jì)

2.1 主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

    諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)是決定變換器是否可靠的重要一環(huán)。本設(shè)計(jì)參數(shù)：諧振變換器的輸入電壓為350 V~500 V；額定電壓U_in=450 V；輸出電壓V₀=200 V；f_r=100 kHz。當(dāng)輸入在450 V~500 V時(shí)，諧振變換器工作在諧振頻率附近，當(dāng)輸入在350 V~450 V時(shí)，在不降低開關(guān)頻率的前提下副邊SR采用移相控制。

    (1)變壓器變比：

    增益范圍為0.91~1.30。設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)，除了符合增益要求，原副邊電流有效值和調(diào)頻范圍要盡可能小。樣機(jī)參數(shù)如表1所示。

2.2 變壓器設(shè)計(jì)

    變壓器設(shè)計(jì)得是否合理影響著開關(guān)電源的效率和性能。當(dāng)變換器工作在定頻模式下，LLC工作在諧振頻率附近，最大磁通密度為：

    從式(6)可以看出當(dāng)輸入電壓增加時(shí)，D減小。根據(jù)之前分析在移相期間勵(lì)磁電感兩端電壓為零，在輸入電壓降低時(shí)通過定頻移相提高輸出電壓。D的增加使得i_Lm的振幅降低，由于在最小電壓輸入時(shí)LLC諧振變換器具有最大磁通密度，因此變壓器可以選用一個(gè)盡可能小的磁芯，以便降低變壓器鐵芯損耗，提高功率密度。

    本設(shè)計(jì)中變壓器采用EI25型磁芯，其磁芯截面積A_e=0.41 cm²，磁通密度B_w=2 140高斯。

2.3 軟件部分設(shè)計(jì)

    主程序流程圖和ADC中斷程序流程圖分別對(duì)應(yīng)圖6中的(a)和(b)，軟件在進(jìn)行副邊移相以實(shí)現(xiàn)高壓輸出的同時(shí)也進(jìn)行電壓閉環(huán)的調(diào)節(jié)，使輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定值^[4]。由于DSP芯片內(nèi)部帶有ADC模塊，LEM采樣將輸出電壓反饋給DSP的ADC模塊，在AD中斷程序里讀取采樣，讀取輸出信號(hào)并且對(duì)采樣結(jié)果進(jìn)行存儲(chǔ)，然后通過數(shù)字濾波后進(jìn)行PID控制算法的調(diào)用，根據(jù)計(jì)算后的誤差對(duì)所需控制量進(jìn)行PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的更新，最終確定相位角^[5，6]。

3 仿真及實(shí)驗(yàn)分析

    根據(jù)上述分析及樣機(jī)的參數(shù)設(shè)計(jì)搭建了Saber仿真模型，初步驗(yàn)證了本文設(shè)計(jì)的數(shù)字LLC諧振變換器的正確性及穩(wěn)定性。

    圖7和圖8分別為L(zhǎng)LC諧振變換器在定頻和移相模式下的諧振槽電流波形，可以看出勵(lì)磁電感流過電流較小，因此初級(jí)側(cè)在滿足ZVS開通的前提下導(dǎo)通損耗較小。負(fù)載范圍內(nèi)i_Lm和i_Lr的差值可以最大化的通過副邊整流輸出到負(fù)載，有效的提高了變換器的效率。

    從圖9中可以看出，負(fù)載輸出電壓為200 V左右，紋波幅值在0.2 V以下，輸出電壓比較穩(wěn)定，滿足精度要求。

    軟件部分調(diào)試過程中關(guān)鍵是對(duì)PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行調(diào)試，圖10為同一橋臂MOSFET帶死區(qū)的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形。由圖可見，驅(qū)動(dòng)電路輸出的PWM信號(hào)周期為10 μs，即開關(guān)頻率為100 kHz，死區(qū)時(shí)間約為300 ns，與設(shè)計(jì)樣機(jī)的參數(shù)相一致，可以有效地避免同一橋臂出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通的現(xiàn)象。

    經(jīng)過理論分析和調(diào)試結(jié)果表明，只要滯后橋臂能實(shí)現(xiàn)ZVS，那么充電模塊所有的開關(guān)管將實(shí)現(xiàn)ZVS。如圖11所示，滯后橋臂的MOS管在關(guān)斷時(shí)，V_ds上升比較現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。由于密勒效應(yīng)和漏感的影響，V_ds在上升到最大值之前，會(huì)有一個(gè)加速的階段，而當(dāng)滯后橋臂的MOSFET的V_ds下降到零之后，PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)開通，實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

    分別對(duì)硬件和軟件部分進(jìn)行相關(guān)測(cè)試，在此之后可以聯(lián)調(diào)整個(gè)系統(tǒng)。系統(tǒng)聯(lián)調(diào)成功后，對(duì)不同輸入負(fù)載效率進(jìn)行測(cè)試，效率曲線圖如12所示，實(shí)驗(yàn)證明LLC諧振變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)高效率運(yùn)行，驗(yàn)證了該方案的可靠性。

4 結(jié)論

    本文介紹了一種基于LLC諧振變換器的數(shù)字充電方案。通過對(duì)不同輸入電壓分別進(jìn)行定頻和移相控制，有效的減少了原邊的導(dǎo)通損耗，獲得高的電壓增益。對(duì)設(shè)計(jì)的電路用Saber仿真軟件進(jìn)行驗(yàn)證，最終進(jìn)行實(shí)驗(yàn)并且測(cè)試其性能指標(biāo)，對(duì)相關(guān)波形進(jìn)行詳細(xì)的分析。結(jié)果表明充電樣機(jī)在寬范圍電壓輸入下所有開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，降低了開關(guān)損耗，樣機(jī)效率達(dá)到92%以上，驗(yàn)證了理論分析的正確性，滿足充電機(jī)的充電要求。

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