0 引言

    隨著物聯網的發展，各網絡節點的供電問題成為制約物聯網進一步發展的關鍵問題之一。利用周圍無線能量進行供電成為目前研究的熱點。由于無線通信的迅猛發展，環境中存在著大量來源廣泛且穩定的無線射頻能量，如4G/LTE、GSM900/1800、3G/UMTS、WiFi等,但是采集到這些周圍射頻信號往往功率很低^[1]，這便要求能量采集系統能擁有盡可能高的射頻-直流(Radio Frequency-Direct Current，RF-DC)能量轉換效率。

    目前大多數研究都針對單一頻率的射頻信號進行采集。文獻[2]、[3]提出了單個頻段的能量采集，文獻[2]采集了2.45 GHz的射頻能量，通過引入缺陷地結構的低通濾波器，將整流產生的高次諧波限制在整流電路與低通濾波器之間來提高整流效率，在0 dBm的輸入功率下RF-DC的效率為11%。文獻[3]提出了一種工作在5.8 GHz的整流電路，較之文獻[2]，其在整流電路和輸出端之間多引入了一個輸出直通濾波器來提升整流效率；當輸入功率為0 dBm時，效率為11.66%。但是由于環境中的射頻能量過于微弱，即使在較高的轉換效率下，最后輸出的電壓也十分有限。為了增加最后輸出的電壓，文獻[4]提出了900 MHz和2.4 GHz的雙頻段能量采集，但是采集頻率在低頻段處偏移到了400 MHz，而在目標設計頻率900 MHz和2.4 GHz處，在15 dBm的輸入功率下才達到RF-DC效率的最大值，僅為13%和16%。此外，目前空間的周圍射頻信號主要來自于各種無線通信系統，這些無線通信系統都是有一定的頻帶范圍，且跳頻工作，而目前的文獻無論是單頻段的采集還是雙頻段的采集，針對的均是單個頻點，使得整個設計只能在較窄的頻段范圍內采集能量，并不符合采集實際信號的帶寬要求。綜上所述，周圍射頻能量采集電路應該在較低輸入功率下獲得盡可能高的能量轉換效率，并具有一定的匹配帶寬。

    為此，本文設計了一款雙頻段的能量采集電路，對GSM1800和WiFi頻段的信號進行采集，并通過增加短截線來拓寬采集的頻段帶寬，使得電路在較低的輸入功率下，在設計的頻段內均有較低的反射系數，實現良好的能量采集及轉換。

1 理論分析與計算

    周圍環境射頻能量采集系統主要由天線、匹配網絡和整流電路等組成，其框圖如圖1所示。由天線來接收周圍環境中的射頻能量，經過匹配電路，將射頻信號送入整流電路，轉換為直流能量輸出。天線與整流電路之間的匹配網絡用來保證采集到的無線能量能盡可能多地輸入到整流電路，匹配電路是整個無線采集系統的關鍵電路之一。

1.1 匹配網絡的設計

    本文針對GSM1800和WiFi信號，設計了一個雙頻段的匹配網絡，工作頻帶為1.805 GHz～1.85 GHz和2.4 GHz～2.485 GHz。雙頻段匹配網絡需要對兩個頻段的中心頻率f₁:1.83 GHz和f₂:2.45 GHz分別進行匹配，本文通過T型的匹配網絡來實現，如圖2所示。

    在頻率f₂點處，也必定滿足：

    利用上述原理，可以實現任意兩個頻率的阻抗匹配。在設計過程中，需要經過大量重復計算得到最適合的匹配參數，圖3所示為兩個任意阻抗匹配的流程圖，按流程圖步驟由計算機實現多次迭代，可以快速得到匹配參數。

    在雙頻點匹配完成后，需要拓寬匹配電路的帶寬，實現雙頻帶寬帶匹配。為了拓寬匹配的帶寬，本文在匹配好的電路前面加入了一段開路短截線Z_D和短路短截線Z_E，如圖4所示。

    為了不破壞已經建立的匹配，則要求加入的這兩段傳輸線滿足：

其中，Z_D和Z_E分別為開路短截線和短路短截線的特征阻抗，θ₁是這兩段線在頻率f₁處的電長度。當式(6)成立時，開路短截線和短路短截線所引入的電納就能相互抵消，對已經完成的匹配不產生影響。由圖5可以看到，不加短截線的匹配網絡匹配帶寬較窄，而進行頻帶拓寬處理后，無論是匹配的帶寬還是S11的數值，都有了明顯的提升。

1.2 RF-DC整流電路的設計

    在整流電路中，隨著二極管個數的增加，輸出電壓會隨之增加。但是在低輸入功率整流中，由二極管帶來的損耗顯得尤為明顯，會顯著影響RF-DC效率。本文采用ADS軟件，對不同二極管個數的整流電路RF-DC效率進行了仿真，仿真結果如圖6所示。在能量采集系統所關心的輸入功率范圍內(即輸入功率小于-20 dBm)，單個二極管的整流效率最高，兩個二極管稍有下降，而4個二極管的效率有了大幅度的下降。因此，在權衡輸出電壓與RF-DC效率之間，本文選擇了由兩個二極管組成的單階倍壓整流電路，如圖7所示，既保證了可觀的輸出電壓，又保持了較高的RF-DC整流效率。

2 電路加工測量結果

    根據以上結果，本文利用ADS對匹配整流電路進行了版圖仿真，整流二極管采用SMS-7630，并選取了介電常數為4.4、損耗角為0.02的FR4作為介質板，厚度為0.6 mm。利用C#程序計算得到了T型匹配網絡的6個參數：Z_A=81.2，Z_B=1.85，Z_C=56.8，θ_A=77.1°，θ_B=77.1°，θ_C=10.28°。

    但Z_B的值僅為1.85，這會導致實際加工中這段線非常粗。為了減小整塊電路的體積，本文將Z_B從短路短截線改為開路短截線，并將θ_B擴大一倍，這樣便保持了這段線提供的電納值不變。而在實際電路中又將這段開路短截線分割成兩段，特征阻抗變為原來的兩倍，分別置于電路的上下兩側，這樣便進一步縮小了整個電路的體積，整個電路的版圖如圖8所示，并對圖8所示的版圖進行了版圖優化。

    經過版圖優化，本文對電路進行了加工測量，實物圖如圖9所示，整個電路的尺寸為60 mm×86 mm，電路的尺寸較之單頻段采集電路要大許多，但是較之文獻[6]、[7]雙頻整流電路來說卻要減小許多，因為這些電路多采用多路并聯，每一路需要對單獨的頻率進行整流與匹配，再將輸出電壓相加。

2.1 電路反射系數測量

    本文利用矢量網絡分析儀對實物的匹配效果進行了測量，測量結果如圖10所示。在輸入功率為-20 dBm的情況下，最佳匹配點分別為1.86 GHz和2.45 GHz，對應的反射系數分別為-22.2 dB和-12.2 dB。在GSM1800頻段和WiFi頻段處-10 dB帶寬分別為52 MHz和70 MHz，相比于圖4所示未加短截線的帶寬有了很大提升，驗證了通過引入短截線來拓展匹配帶寬的方法是有效的。仿真結果與測量結果稍有偏差，在GSM1800頻段處較為明顯，這是由于在ADS仿真過程中沒有考慮到焊接以及產生的寄生參數，以及加工過程中包括介質板參數產生的一些誤差。盡管如此，在原設計的頻率點1.84 GHz處，S11的值為-10.5 dB，可以達到能量采集的要求。

2.2 電路RF-DC效率測量

    電路的RF-DC整流效率為：

式中P_OUT和P_IN分別是電路的輸出功率和輸入功率，R_L是電路的負載，電路中的值為5.1 kΩ，V_O是負載兩端的電壓。使用Agilent E8267D矢量信號發生器作為射頻源，發射信號頻率為1.84 GHz和2.45 GHz的連續波，負載兩端的電壓用萬用表測量。整流電路輸出電壓和RF-DC效率隨輸入功率的變化曲線如圖11所示。圖中比較了在單頻和雙頻輸入下，輸出電壓和RF-DC效率隨著輸入功率的變化曲線。在0 dBm的單頻輸入功率下，該電路在1.84 GHz和2.45 GHz處分別取得5.12%和9.97%的RF-DC效率，負載兩端的輸出電壓分別為0.51 V和0.71 V，電路在1.84 GHz處的效率不及2.45 GHz處，這是因為前者的S11要略差于后者；在0 dBm的雙頻輸入功率下，能量采集電路的效率達到了14.9%，輸出電壓為0.87 V。從對比的結果可以發現，雙頻的輸出電壓和RF-DC效率較之單頻的結果有了大幅的提升。這說明通過增加能量采集的頻段數來提升能量轉換效率是行之有效的。

3 結論

    本文針對周圍環境的射頻能量采集，設計了一個雙頻段寬帶匹配電路，并最終實現了一個雙頻段能量采集電路。在理論分析的基礎上，對電路進行了仿真與測量，測量結果與仿真基本一致，同時也證明了雙頻段能量采集可提高能量采集電路的效率，相比于單頻段能量采集電路，具有明顯優勢。

參考文獻

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作者信息:

徐力翔1，游  彬1，華富春2

（1.杭州電子科技大學 電子信息學院，浙江 杭州 310018；2.蘭州市西固區教育局，甘肅 蘭州730000）