0 引言

    隨著無(wú)線應(yīng)用的快速發(fā)展，要求通信系統(tǒng)具有更寬的帶寬以及更快的輸出傳輸率。由于窄帶系統(tǒng)已經(jīng)無(wú)法滿足這些需求，操作于2.4 GHz～5.2 GHz的寬帶系統(tǒng)應(yīng)運(yùn)而生，然而寬帶系統(tǒng)引入的帶外干擾退化了系統(tǒng)的靈敏度^[1-2]。為了解決這種問(wèn)題，可以用同時(shí)操作于兩個(gè)不同頻段的窄帶系統(tǒng)來(lái)實(shí)現(xiàn)。

    作為接收機(jī)系統(tǒng)的第一級(jí)模塊，低噪聲放大器LNA用于放大射頻輸入信號(hào)的功率以及抑制系統(tǒng)信噪比的退化。為了實(shí)現(xiàn)多頻段工作，文獻(xiàn)[3]-[6]提出了一種開(kāi)關(guān)LNA，該電路在一個(gè)時(shí)刻工作于一個(gè)頻段，然而該結(jié)構(gòu)的延遲較大。文獻(xiàn)[7]-[8]提出了一種并行LNA，雖然可以同時(shí)工作于兩個(gè)頻段，然而卻是以犧牲功耗為代價(jià)的。為了在較低的功耗下實(shí)現(xiàn)LNA的雙頻段工作，需要設(shè)計(jì)一種并發(fā)的雙頻段LNA，這就需要對(duì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行雙頻段設(shè)計(jì)。

    本文在對(duì)多種雙頻段匹配網(wǎng)絡(luò)分析的基礎(chǔ)上，對(duì)帶通和帶阻濾波器相連的形式進(jìn)行改進(jìn)以實(shí)現(xiàn)電路的雙頻段工作。傳統(tǒng)的帶通和帶阻濾波器相連的結(jié)構(gòu)，可能會(huì)引起增益幅度的不平衡。而本文提出新穎的雙頻段匹配網(wǎng)絡(luò)，可以在不使用帶阻濾波器的情況下，實(shí)現(xiàn)較高增益幅度的平衡。

1 雙頻段輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

    以往文獻(xiàn)提出了一種并聯(lián)帶通和帶阻濾波器實(shí)現(xiàn)的雙頻段輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，如圖1所示^[9]，其中，L₁和C₁構(gòu)成帶通濾波器，L₂和C₂構(gòu)成帶阻濾波器，信號(hào)通過(guò)電容C_c2耦合到輸出端，帶通濾波器和帶阻濾波器分別在諧振頻率ω_s處產(chǎn)生一個(gè)通帶、一個(gè)阻帶，這樣就產(chǎn)生了兩個(gè)帶通信號(hào)，并且這兩個(gè)帶通信號(hào)的中心頻率ω₁和ω₂分別發(fā)生于圖1所示的P₁點(diǎn)和P₂點(diǎn)處。由圖1所示，如果將該電路應(yīng)用于輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，那么LNA在工作頻率ω₁和ω₂處會(huì)出現(xiàn)明顯的增益下降問(wèn)題。而且，如圖2所示，如果諧振頻率ω_s1略低于或者略高于ω_s時(shí)，LNA的增益退化更嚴(yán)重。例如，當(dāng)ω_s1>ω_s時(shí)，LNA在較高的頻段處產(chǎn)生較低的增益；相反，當(dāng)ω_s1<ω_s時(shí)，LNA在較低的頻段處產(chǎn)生較低的增益，會(huì)出現(xiàn)增益的非平衡問(wèn)題。為了解決這個(gè)問(wèn)題，本文提出了一種新穎的雙頻段輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。

    為了在兩個(gè)工作頻段內(nèi)實(shí)現(xiàn)高增益的平衡，可以采用兩個(gè)帶通濾波器串聯(lián)的形式，如圖3所示，兩個(gè)帶通濾波器分別諧振于2.4 GHz和5.2 GHz處，并且該形式并沒(méi)有用到帶阻濾波器電路。

2 并發(fā)雙頻段LNA設(shè)計(jì)

    圖4所示即為本文所提出的并發(fā)雙頻段LNA，該電路采用基于源極電感退化技術(shù)的共源共柵拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，晶體管M₁和M₂分別為共源放大器和共柵放大器，它們連接組成共源共柵結(jié)構(gòu)。為了進(jìn)一步改善輸入和輸出之間的隔離度，引入由晶體管M₃和M₄組成的輸出緩沖級(jí)，M₃作為源級(jí)跟隨器，M₄作為輸出緩沖級(jí)的電流源。為了在功耗限制下實(shí)現(xiàn)較低的噪聲系數(shù)，在晶體管M₁的源極引入電感L_s^[10]，而電容C_ex的引入則是為了在保證良好的輸入匹配情況下，進(jìn)一步優(yōu)化電路的噪聲系數(shù)^[11]。為了實(shí)現(xiàn)雙頻段輸入阻抗網(wǎng)絡(luò)，采用由L₃和C₃組成的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)與窄帶LNA輸入匹配網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)的形式，窄帶LNA輸入匹配網(wǎng)絡(luò)則由源極電感L_s、柵極電感L_g和柵源極間外加電容C_ex組成。而且，在輸入端、輸出端以及共源共柵結(jié)構(gòu)和輸出緩沖級(jí)之間分別引入耦合電容C_c1、C_c3和C_c2。

    整體接收機(jī)的噪聲性能主要取決于第一級(jí)的LNA模塊。圖5給出了LNA電路輸入級(jí)噪聲分析的小信號(hào)等效電路。

    經(jīng)計(jì)算得，輸入網(wǎng)絡(luò)的最優(yōu)噪聲阻抗Z_opt為：

    將式(6)的實(shí)部和虛部分開(kāi)得到：

    假設(shè)K_c等于1，那么可得Z_opt的虛部等于Z_in虛部的負(fù)值，因而，通過(guò)對(duì)參數(shù)的認(rèn)真選取，可以使式(11)和式(12)成立，由式(9)和式(10)可見(jiàn)，需要使得Z_in和Z_opt的實(shí)部分別與源阻抗Z_s的實(shí)部和虛部相等，然而，由式(4)可見(jiàn)，由于Z_opt的實(shí)部在兩個(gè)不同頻率處有偏差^[2]，因而無(wú)法實(shí)現(xiàn)噪聲匹配。為了實(shí)現(xiàn)噪聲系數(shù)在兩個(gè)頻段處的平衡，將式(4)重寫(xiě)為：

3 芯片實(shí)現(xiàn)與測(cè)試

    基于SMIC 0.13 μm CMOS工藝，采用Cadence軟件對(duì)圖4所示的并發(fā)雙頻段LNA電路進(jìn)行設(shè)計(jì)仿真并流片實(shí)現(xiàn)，圖6所示即為流片實(shí)現(xiàn)的LNA芯片照片，芯片大小為740 μm×670 μm。LNA在1.2 V電壓供電條件下，消耗了2.2 mA的電流、2.64 mW的功耗。

    圖7給出了正向增益S₂₁、輸入發(fā)射系數(shù)S₁₁以及輸出發(fā)射系數(shù)S₂₂的測(cè)試結(jié)果，在2.4 GHz和5.2 GHz處，正向增益分別取得了16.8 dB和17.2 dB的較高數(shù)值，可見(jiàn)在兩個(gè)不同頻段下，正向增益相差無(wú)幾，只相差0.4 dB，實(shí)現(xiàn)了雙頻段處的增益平衡。輸入發(fā)射系數(shù)在2.4 GHz和5.2 GHz處，分別為-16.7 dB和-19.5 dB，輸出發(fā)射系數(shù)在兩個(gè)頻率處分別取得了-18.3 dB和-11.4 dB，輸入輸出發(fā)射系數(shù)性能較優(yōu)。

    圖8給出了噪聲系數(shù)NF的實(shí)測(cè)結(jié)果，在2.4 GHz和5.2 GHz處，噪聲系數(shù)分別為3.1 dB和3.2 dB，兩者僅僅相差0.1 dB，再次驗(yàn)證了所提出技術(shù)的有效性。并且由功率特性測(cè)試結(jié)果可知，在2.4 GHz處，輸入三階截止點(diǎn)IIP3為-18.5 dBm，在5.2 GHz處，輸入三階截止點(diǎn)IIP3為-16.5 dBm。與文獻(xiàn)[12]～[13]中所設(shè)計(jì)的LNA相比，本文所提出的LNA在正向增益和功耗方面具有較優(yōu)的性能，并且正向增益和噪聲系數(shù)在兩個(gè)頻段處具有更平衡的幅度。

4 結(jié)論

    本文提出了一種新型的并發(fā)雙頻段LNA，該電路嵌有改進(jìn)的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)以改善增益的平衡度。基于SMIC 0.13 μm CMOS工藝對(duì)本文提出的并發(fā)雙頻段LNA進(jìn)行了驗(yàn)證，芯片實(shí)測(cè)結(jié)果表明，在兩個(gè)不同的頻段下，增益僅相差0.4 dB，實(shí)現(xiàn)了雙頻段處的增益平衡，并且噪聲系數(shù)僅相差0.1 dB，再次驗(yàn)證了所提出技術(shù)的有效性。

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作者信息:

高麗娜，龐建麗

（黃淮學(xué)院，河南 駐馬店463000)