0 引言

    靜電除塵系統中，高壓供電電源是靜電除塵器不可分割的一個重要部分，高壓電源的容量、供電方式和供電特性都將直接影響到靜電除塵器的除塵效率^[1]。傳統的工頻高壓除塵電源耗材多、能量損耗大、除塵效率低、響應速度慢等缺點使其已不能適應當前的除塵需求。而高頻高壓除塵電源擁有除塵效率高、設備體積小、系統響應速度快、高功率因數等優點，已逐步替代工頻除塵電源，成為電除塵器領域中的主要除塵電源設備^[2]。

    反電暈現象是集塵極表面高比阻粉塵所帶的電荷不容易釋放而產生局部放電的現象。這種現象不僅會造成粉塵二次飛揚嚴重、除塵效率的降低，嚴重時會擊穿整個電場，對設備有極大的損害。在大多數的工作條件下，特別是反電暈現象頻繁發生時，最佳的供電方式即復合脈沖電源供電。控制脈沖供電的時間和頻率可以有效地避免反電暈現象的產生。

    脈沖的產生是建立在高頻逆變全橋和LCC諧振變換器的基礎上。LCC諧振變換器具有良好的恒流特性，在輸出電流保持恒定情況下，輸出電壓可在很寬的范圍內變化^[3]，該特性能夠適應不同的除塵場合，降低生產與制造成本。

    本文重點討論整個電路拓撲組成、直流基礎電壓產生電路的設計、LCC諧振電路的工作方式的選擇以及電路參數的設計，并利用Simulink仿真，驗證參數設計的合理性。

1 主電路拓撲

    整個電路分為兩個部分：直流基礎電壓電路和脈沖產生電路。主電路的拓撲結構如圖1所示。

1.1 直流基礎電壓電路

    直流基礎電壓電路部分是將兩個晶閘管反并聯后串在交流電路中，通過改變晶閘管的開通相位角，能夠得到不同的平均電壓。采用交流調壓電路在變壓器一次側調壓，其電壓、電流值都比較適中，然后在變壓器二次側用二極管整流。這樣的電路體積小、成本低、易于設計制造^[4]。

    根據三相連接方式不同，調壓電路分為星形連接和三角形連接。本文采用星形連接的方式，分析在三相三線的工作原理和不同觸發角下的電壓波形。

    任何一相在導通時必須和另外一相構成回路，電流流過的環路中必須有兩個晶閘管，故采用寬脈沖或者雙脈沖觸發。而兩相間導通是靠線電壓導通的，相電壓滯后線電壓30°，所以觸發延遲角α的移相范圍是0°～150°。電壓平均值分兩種情況：

    (1)α≤30°時，負載電流連續，有：

其中U為某一相的相電壓。

    圖2給出α分別為30°、60°、120°時負載上的電壓波形，采用不同的觸發角經過整流濾波后就能得到不同的電壓值。

1.2 脈沖產生電路

    開關是脈沖產生電路中的核心部分，脈沖的質量的好壞取決于開關的性能。諧振型開關技術是在正弦波的零電流或零電壓處開通或關斷，理論上開關的功率為零，減小了開關的損耗。圖3所示為LCC諧振電路。

    LCC諧振電路主要有兩種工作模式：連續電流模式(Continuous Current Mode，CCM)和斷續電流模式(Discontinuous Current Mode，DCM)。CCM模式中，開關管采用功率比較小的MOSFET，在中小功率場合有優越的性能，但是在高頻高壓的場合，如靜電除塵中，若采取CCM模式，電路開關損耗較大，故CCM模式不是高頻靜電除塵電源的理想解決方案。但是DCM模式下，開關管工作在零電流開通，零電壓/電流關斷狀態，高頻狀態下的開關損耗得到了很好解決。

    這兩種工作模式取決于開關頻率f_s和基本諧振頻率f_r的關系，當f_s<0.5f_r時，電路工作在電流斷續模式(DCM)，當f_s>0.5f_r時，電路工作在電流連續模式。基本諧振頻率為：

式中L_r為諧振電感，C_r為諧振電容，根據電路的工作情況不同，C_r由串聯電容C_s單獨組成或者C_s和并聯電容C_p串聯組成。

    變頻控制DCM模式下的LCC諧振變換器有兩種工作模式，分別定義為DCM1和DCM2工作模式^[5]。采用DCM1工作模式時，只要固定開關管的觸發信號的時長略大于正向諧振電流持續時間，便可以實現軟開關。下面重點討論LCC諧振變換器的DCM1工作模式。

2 DCM工作模式分析

    DCM兩種模式的根本區別在于，并聯電容C_p兩端的電壓在諧振電流反向期間，是否達到了鉗位電壓U_ON。如果是，則諧振器工作在DCM1模式；反之，諧振器工作在DCM2模式。

    若LCC諧振變換器工作在DCM2模式，則有如下關系式：

    引入輸出電壓增益G和k，G=U_o/nU_in，k=1/σ=C_p/C_s，則上式變為G<1/(1+k)。

    DCM1過程中，觸發脈沖、電感電流、串聯、并聯電容的電壓隨時間變化的曲線圖如圖4所示。

    為實現電路零電流關斷(Zero Current Switch，ZCS)，觸發信號應該在諧振電流的負半周期內關斷。當電路工作在DCM1狀態時，諧振電流的正半波的時間是恒定的，為t₀₁=π/ω₀，式中ω₀=1/，此時只有C_s參加諧振，所以C_r=C_s。電路工作在DCM2狀態時，諧振電流的正半波的時間是變化的，與輸出電壓有關，為t₀₁+t₁₂。工作在DCM2時，觸發信號的關斷時間難以確定，調頻控制時也不能確保電路工作在軟開關狀態。對于靜電除塵電源這種需要大范圍調節輸出電壓的場合，DCM1狀態的工作性能更加優越。

3 參數設計

    從工作在斷續電流模式下的電流波形可以看出，隨著觸發信號頻率的升高，諧振電流為零的時間會持續減小。當這段時間變為零的時候，諧振電流將從斷續模式轉換到連續模式，所以f_s一定有最大值。

    當t₃₄的持續時間為零時，電路處于斷續模式和連續模式的分界點。定義當前的開關頻率為臨界開關頻率f_sc，則：

    在DCM1模式中，t₀₁的時間恒為T₁/2，t₁₂和t₂₃的時間受電路工作狀態影響。因為t₁₂的時長小于負半波時長的一半，所以當t₂₃=0，即負半波諧振全部由L_s、C_s、C_p完成時，此時有最大的斷續頻率：

    由文獻[6]可知，將t₂₃=0帶入式子中，得到等效輸出電壓增益：

    根據分析，設計的諧振變換器的參數如下：母線電壓V_in=500 V；脈沖側電壓V_o=20 kV。由文獻[6]可知，C_p和C_s的比值(k)在0.25左右時，電路的工作性能最佳，選取C_p=0.8 μF，C_s=3 μF，k=0.8/3。將k帶入式(14)，得到歸一化額定開關頻率f_sNmax=0.685。等效電壓增益G為0.789。又由G=V_o/(nV_in)得到變壓器變比n=51。固有頻率f_n=1/2π=32.5 kHz，所以電路額定的工作頻率f_s0=0.685×32.5=22.3 kHz。等效負載中，R_L=33 kΩ，C_L=500 pF。所有參數見表1。

4 仿真驗證

    根據上節的參數，利用MATLAB中仿真工具Simulink搭建如圖6所示的模型。其中P2、P4觸發脈沖比P1、P3滯后半個周期。

    通過scope模塊觀察觸發脈沖波形、諧振電路電感L_s的電流波形和電容C_s、C_p的電壓波形（如圖7所示），還能觀察到負載兩端的電壓波形（如圖8所示）。

    脈沖的波形中，可以測得脈沖從最小值升到最大值僅需8.092 μs，幅度為19.58 kV（圖9）。脈沖持續時間短，能量集中的特點正好能抑制除塵過程中反電暈現象。采用調頻控制逆變橋電路，從而使電源始終工作在最佳頻率^[8]。不同頻率下脈沖持續時間，其略微小于觸發信號的時間，故可以通過改變開關的頻率，改變脈沖的密集程度，適應不同的除塵強度。圖10表示不同頻率下脈沖的上升時間和上升幅度。圖11是疊加直流基礎電壓（15 kV）后的負載電壓波形。

    直流基礎電壓部分和脈沖部分耦合，其中直流基礎電壓部分的電壓幅值可以調整，一般將電壓維持在除塵器伏安特性曲線斜率最大點處；脈沖部分的頻率可以調整，其平均電壓低、幅值高，可以有效地增加粉塵粒子的驅進速度，增大高比電阻粉塵和微細粉塵的荷電率，防止反電暈現象的發生，提高除塵效率，減小PM2.5排放；脈沖持續時間短，不易發生閃絡情況，能控制脈沖寬度防止發生火花放電現象，可實現節能減排雙豐收^[9]，兩者疊加能達到最佳的除塵效果。通過計算及仿真，基本滿足除塵的要求。

5 結論

    本文從傳統電除塵器不能抑制高比阻粉塵所產生的反電暈現象的缺陷出發，提出了供電電源采用直流基礎電壓疊加高頻脈沖的方法，其中直流基礎電壓由三相調壓電路得到，脈沖部分采用LCC諧振變換器；推導了諧振電路兩種DCM狀態的分界條件，根據推導過程得出了變換器的參數，并設計了幅值為20 kV的脈沖發生器。最后應用MATLAB中的Simulink工具箱得到了一系列的波形，如諧振電路中元件的波形，負載上的電壓波形等，基本符合設計要求，為實際電除塵應用設計提供了依據，對復合脈沖電源的創新具有指導意義。

參考文獻

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作者信息:

向  華1，2，陳  哲1，梁松儉2，王貴勇3

(1.華中科技大學 國家數控系統工程技術研究中心，湖北 武漢430000；

2.襄陽華中科技大學先進制造工程研究院，湖北 襄陽441000；

3.內蒙古第一機械集團有限公司，精密設備維修安裝公司，內蒙古 包頭014030)