0 引言

    隨著人們大量使用化石能源，當(dāng)前能源結(jié)構(gòu)形勢(shì)變得復(fù)雜且嚴(yán)峻。光伏發(fā)電是利用太陽能發(fā)電技術(shù)應(yīng)用到現(xiàn)代電力系統(tǒng)中解決能源短缺的新技術(shù)，有著減小環(huán)境污染等不可替代的優(yōu)點(diǎn)，逐漸成為分布式發(fā)電應(yīng)用的新方向^[1-3]。

    本文介紹了一種基于DSP的小功率雙模式光伏逆變電源的設(shè)計(jì)，一方面適用于家庭獨(dú)立供電系統(tǒng)，另一方面可以將多余電量饋入電網(wǎng)。詳細(xì)說明了采用經(jīng)典PI控制的系統(tǒng)不僅需要整定復(fù)雜的PI參數(shù)，還需充分考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性及電流跟蹤能力^[4]；而用預(yù)測(cè)電流無差拍方法控制的系統(tǒng)參數(shù)可以由系統(tǒng)電路參數(shù)確定。經(jīng)過MATLAB軟件仿真和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測(cè)試證明了該方案的可行性。

1 兩級(jí)式逆變電路

    我國人口眾多，能源消耗大，但光照充足、屋頂資源豐富，如果可以充分利用太陽能提供電能，將大大解決能源問題。太陽能與電能之間轉(zhuǎn)化的橋梁是逆變器，傳統(tǒng)三相逆變器一般選擇用SPWM方法調(diào)制，而SVPWM因其直流電壓利用率高，諧波小等優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)成為現(xiàn)在主要的調(diào)制方式。電壓型逆變器數(shù)字化電流控制是為了可以獲得一個(gè)適當(dāng)?shù)膸挘瑥亩梢詫?shí)現(xiàn)對(duì)參考電流進(jìn)行實(shí)時(shí)準(zhǔn)確追蹤。

    傳統(tǒng)的兩級(jí)式三相電壓型逆變系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，光伏電池陣列把太陽能轉(zhuǎn)變成電能，經(jīng)過前級(jí)boost升壓，然后再經(jīng)過三相逆變器輸出三相交流電。

    直流側(cè)一般由兩個(gè)支撐電容串聯(lián)而成，起到穩(wěn)定母線電壓、吸收紋波電流、功率解耦、均壓等作用。實(shí)際應(yīng)用中還需在每個(gè)電容兩端并聯(lián)一定阻值的均壓電阻，其作用一是解決均壓的問題，二是在系統(tǒng)停機(jī)時(shí)，可以提供一個(gè)能量釋放的通道，所以這個(gè)電阻可以稱為均壓電阻或釋放電阻。支撐電容的計(jì)算有多種方法，本設(shè)計(jì)根據(jù)C_d≥2T_d·P_max/(U_dc²)計(jì)算，可得C_d為332 μF(T_d為逆變器從空載到滿載的響應(yīng)時(shí)間，P_max為系統(tǒng)最大輸出功率，U_dc為直流母線電壓)。選擇兩只450 V/1 000 μF電解電容串聯(lián)，等效電容容值500 μF，泄放電阻選擇10W30KJ。

    電路分為兩部分，前級(jí)負(fù)責(zé)提高輸入電壓和MTTP閉環(huán)，后級(jí)實(shí)現(xiàn)逆變，這種兩級(jí)式電路的特點(diǎn)就是雙環(huán)控制，控制方便，可以自由擴(kuò)展^[5-7]。由于內(nèi)環(huán)采用經(jīng)典PI控制輸出的交流電流，控制簡單且易于實(shí)現(xiàn)，但PI調(diào)節(jié)無法解決逆變器輸出電流相位、幅值與給定值之間誤差等問題。本系統(tǒng)使用基于預(yù)測(cè)電流的無差拍方法，對(duì)逆變器的電流內(nèi)環(huán)進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)，無差拍算法依賴于具體的數(shù)學(xué)模型，在實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤的同時(shí)由預(yù)測(cè)算法控制參數(shù)，可以增加系統(tǒng)抗干擾能力。

2 經(jīng)典PI控制策略

    逆變系統(tǒng)直軸電流在數(shù)字域下控制框圖如圖2所示，在一個(gè)采樣周期內(nèi)，PI調(diào)節(jié)器離散化傳遞函數(shù)為G_c(z)=K_P+K_IzT_s/(z-1)，K_pwm為逆變器增益，K₁為濾波電感電流反饋系數(shù)，T_s為采樣周期^[8]。

    逆變器輸出電流對(duì)并網(wǎng)電壓離散化經(jīng)過零階保持器后的傳遞函數(shù)G_ZOH(z)為：

    逆變器采用LC濾波，濾波電感參數(shù)取3 mH，濾波電容取2 μF，等效增益K_pwm取60。將參數(shù)代入式(4)，可以求得PI參數(shù)的穩(wěn)定范圍，如圖3所示。

    由于PI參數(shù)整定復(fù)雜，K_P值過大或K_P和K_I值過小都會(huì)影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，K_P值過大，在高頻區(qū)域會(huì)出現(xiàn)諧波放大現(xiàn)象，K_P值過小，在基頻區(qū)域會(huì)出現(xiàn)較大的跟蹤誤差。綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性及電流跟蹤能力，反復(fù)調(diào)試后選取K_P和K_I為0.3和300。當(dāng)T_s為0.01 ms時(shí)，系統(tǒng)單位階躍響應(yīng)如圖4所示。從圖中可以看出，系統(tǒng)超調(diào)量較大，在1.5 ms時(shí)趨于穩(wěn)定。

3 預(yù)測(cè)電流無差拍控制策略

    傳統(tǒng)的無差拍電流控制因?yàn)椴蓸印⒂?jì)算延時(shí)，導(dǎo)致計(jì)算電流與實(shí)際存在大小和相位上的偏差，甚至出現(xiàn)畸變。為消除控制延時(shí)帶來的誤差，本文對(duì)無差拍電流算法k+2時(shí)刻電流進(jìn)行預(yù)測(cè)改進(jìn)，利用相鄰時(shí)刻電流偏差近似計(jì)算k+1時(shí)刻電流。

    以A相為例，輸出電壓為u_sa，采樣周期為T_s，k+1時(shí)刻占空比為D(k+1)，離散化采樣輸出電壓得無差拍數(shù)學(xué)模型^[9]：

    同理可推k+2時(shí)刻采樣電流值，傳統(tǒng)無差拍由于采樣控制延時(shí)實(shí)際是滯后一拍控制^[10]。由于采樣周期遠(yuǎn)小于電網(wǎng)基波周期，為優(yōu)化控制，采用預(yù)測(cè)交流電流和電壓代替采樣值。采用線性外推預(yù)測(cè)估計(jì)電網(wǎng)電壓，可得k+1時(shí)刻電壓估計(jì)值，用算術(shù)平均值外推預(yù)測(cè)電流，可以減小電流誤差，有利于消除電流尖峰，用過迭代消除k+1項(xiàng)。

    圖5為預(yù)測(cè)電流控制框圖，G₁(z)為濾波電感傳遞函數(shù)，G₂(z)為系統(tǒng)延時(shí)，G₃(z)為無差拍控制器。框圖中K=L′/L，表示控制算法中電感值與實(shí)際電感值的比值。

    由框圖可得系統(tǒng)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為：

    應(yīng)用朱利判據(jù)可知，當(dāng)0<K<2時(shí)，系統(tǒng)穩(wěn)定，若考慮到實(shí)際中隨著濾波器階數(shù)的升高，穩(wěn)定范圍會(huì)更小。圖6(a)、圖6(b)、圖6(c)分別為T_s=0.1 ms，K=0.5，K=1，K=1.5系統(tǒng)的單位階躍響應(yīng)。通過對(duì)比分析可知，根據(jù)K值取值不同，系統(tǒng)的穩(wěn)定性也各不相同。當(dāng)0<K<0.5時(shí)，系統(tǒng)平滑響應(yīng)，沒有超調(diào)量。此時(shí)不斷增加K值，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)不斷加快；當(dāng)0.5<K<1時(shí)，響應(yīng)較為迅速并開始有超調(diào)量，此時(shí)若取得合適K值，系統(tǒng)可獲得最佳性能；當(dāng)1<K<2時(shí)，隨著K值增加，系統(tǒng)超調(diào)量不斷增大并出現(xiàn)振蕩，控制器失穩(wěn)。

    傳統(tǒng)解耦方法是以采樣得到的三相電流瞬時(shí)值經(jīng)過坐標(biāo)變換求得的i_d、i_q作為補(bǔ)償量，如式(13)所示。傳統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)解耦框圖如圖7所示。

    由于傳統(tǒng)解耦方法的電壓補(bǔ)償量中含有解耦電流分量，解耦后的電流脈動(dòng)分量相互影響，這會(huì)造成電壓參考值脈動(dòng)，從而降低入網(wǎng)電流波形質(zhì)量。為改善傳統(tǒng)解耦方法，提高輸出波形質(zhì)量，將直軸和交軸電流參考值替換解耦后的電流分量，以減小脈動(dòng)直流分量，提高入網(wǎng)電流波形質(zhì)量，如式(14)所示。改進(jìn)的電流內(nèi)環(huán)解耦框圖如圖8所示。

    將直軸和交軸電流參考值替換解耦后的電流分量的解耦方法，避免了脈動(dòng)分量之間的耦合，可以提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度和入網(wǎng)電流質(zhì)量。

4 系統(tǒng)仿真驗(yàn)證

    本文在MATLAB/Simulink軟件中對(duì)該系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，直流輸入電壓380 V，交流側(cè)輸出電壓有效值110 V，頻率50 Hz，功率器件開關(guān)頻率20 kHz，濾波電感3 mH，交流側(cè)電阻0.1 Ω。

    圖9是逆變器輸出電壓和電流波形，圖9(a)是A相輸出電壓和電流波形，圖9(b)是逆變器滿載時(shí)A、B、C相電壓波形，為顯示方便，縮小30倍，從圖中可以看出三相電壓輸出平衡無脈動(dòng)。

    圖10(a)是給定d軸電流幅值，模擬的是突然卸去負(fù)載時(shí)的情況，從圖中可以看出，在0.05 s參考電流從1 A突降為0，圖10(b)反映的是相應(yīng)三相電流輸出變化值。可以看出，當(dāng)系統(tǒng)給定電流閃變時(shí)，入網(wǎng)電流經(jīng)過短暫過渡，很快地響應(yīng)了給定參考值，表明了系統(tǒng)有較好的動(dòng)態(tài)反應(yīng)特性。

    用MATLAB/Simulink中Powergui FFT分析工具，分別測(cè)量PI和無差拍控制輸出電流THD，從圖11中可以看出，PI控制的系統(tǒng)輸出電流波形雖平整無毛刺，但波形總體諧波含量較多，THD為5.12%，尤其是奇次諧波含量多；從圖12中可以看出，使用無差拍控制方法的系統(tǒng)輸出電流諧波含量相對(duì)較少，THD為2.7%，電流波形質(zhì)量良好，平整無毛刺，滿足國家并網(wǎng)要求。

5 實(shí)驗(yàn)

    為了檢驗(yàn)本文所采用的控制方法的可行性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)小功率的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)并對(duì)其進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。開關(guān)頻率20 kHz，功率器件IGBT選擇G60N100，導(dǎo)通時(shí)間320 ns，關(guān)斷時(shí)間130 ns，可以滿足設(shè)計(jì)要求。調(diào)制度M為0.95，前級(jí)直流輸入330 V，三相輸出電壓峰值約為157 V，有效值約110 V。輸出電壓再經(jīng)過三相工頻變壓器轉(zhuǎn)變?yōu)?20 V。圖13(a)為逆變器輸出電壓和電流波形。圖13(b)為SVPWM調(diào)制波波形，通過DSP程序?qū)⒔嵌绒D(zhuǎn)換成正值從DA顯示出來。

    圖14為調(diào)制度M為0.95時(shí)濾波前后逆變器線電壓輸出波形，圖中波形顯示清晰，三相輸出電壓走勢(shì)平穩(wěn)，波形一致，沒有較大的波動(dòng)，說明系統(tǒng)運(yùn)行良好穩(wěn)定。

6 結(jié)論

    針對(duì)經(jīng)典PI算法在系統(tǒng)響應(yīng)速度和解決靜差方面的缺點(diǎn)，本文從理論上和實(shí)驗(yàn)上分析和驗(yàn)證了預(yù)測(cè)電流算法的優(yōu)越性，結(jié)合三相電壓型逆變器特點(diǎn)，可以提高電壓增益和逆變效率。優(yōu)點(diǎn)主要體現(xiàn)在：

    (1)無差拍控制方法依賴精確的數(shù)學(xué)模型，需要確定系統(tǒng)電路的參數(shù)，而PI參數(shù)需考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性和響應(yīng)速度，參數(shù)整定過程復(fù)雜繁瑣。

    (2)從圖4和圖6可以看出，使用無差拍控制方法的系統(tǒng)比PI控制的系統(tǒng)響應(yīng)速度更快，PI方法大概在1.5 ms時(shí)趨于穩(wěn)定，而無差拍方法在1 ms時(shí)就可以穩(wěn)定。

    (3)根據(jù)仿真，在同等電路條件下，無差拍方法的入網(wǎng)電流諧波比PI小。

    (4)無差拍控制的電流與給定值之間幾乎沒有相位誤差，而PI由于積分環(huán)節(jié)，總會(huì)存在一定的相角滯后。

    本文主要對(duì)逆變環(huán)節(jié)優(yōu)化設(shè)計(jì)，但亦有不足之處,應(yīng)對(duì)以下方面進(jìn)行改進(jìn)：

    (1)逆變器接三相工頻變壓器入網(wǎng)，未考慮變壓器漏感帶來的影響，在弱電網(wǎng)條件下與前面LC濾波電路形成LCL三階系統(tǒng)^[12]；

    (2)未對(duì)變壓器參數(shù)進(jìn)行在線辨識(shí)；

    (3)未考慮前級(jí)光伏電池陣列輸出電壓變化趨勢(shì)。

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作者信息:

何松原，沙國榮

(南京工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院，江蘇 南京210023)