文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.190538
中文引用格式： 何松原，沙國榮. 預測電流控制光伏并網逆變器的研究[J].電子技術應用，2019，45(9)：114-118，122.
英文引用格式： He Songyuan，Sha Guorong. Research on photovoltaic grid-connected inverter control by predictive current[J]. Application of Electronic Technique，2019，45(9)：114-118，122.
0 引言
隨著人們大量使用化石能源，當前能源結構形勢變得復雜且嚴峻。光伏發電是利用太陽能發電技術應用到現代電力系統中解決能源短缺的新技術，有著減小環境污染等不可替代的優點，逐漸成為分布式發電應用的新方向[1-3]。
本文介紹了一種基于DSP的小功率雙模式光伏逆變電源的設計，一方面適用于家庭獨立供電系統，另一方面可以將多余電量饋入電網。詳細說明了采用經典PI控制的系統不僅需要整定復雜的PI參數，還需充分考慮系統穩定性及電流跟蹤能力[4]；而用預測電流無差拍方法控制的系統參數可以由系統電路參數確定。經過MATLAB軟件仿真和實驗樣機測試證明了該方案的可行性。
1 兩級式逆變電路
我國人口眾多，能源消耗大，但光照充足、屋頂資源豐富，如果可以充分利用太陽能提供電能，將大大解決能源問題。太陽能與電能之間轉化的橋梁是逆變器，傳統三相逆變器一般選擇用SPWM方法調制，而SVPWM因其直流電壓利用率高，諧波小等優點，已經成為現在主要的調制方式。電壓型逆變器數字化電流控制是為了可以獲得一個適當的帶寬，從而可以實現對參考電流進行實時準確追蹤。
傳統的兩級式三相電壓型逆變系統拓撲結構如圖1所示，光伏電池陣列把太陽能轉變成電能，經過前級boost升壓，然后再經過三相逆變器輸出三相交流電。
直流側一般由兩個支撐電容串聯而成，起到穩定母線電壓、吸收紋波電流、功率解耦、均壓等作用。實際應用中還需在每個電容兩端并聯一定阻值的均壓電阻，其作用一是解決均壓的問題，二是在系統停機時，可以提供一個能量釋放的通道，所以這個電阻可以稱為均壓電阻或釋放電阻。支撐電容的計算有多種方法，本設計根據Cd≥2Td·Pmax/(Udc2)計算，可得Cd為332 μF(Td為逆變器從空載到滿載的響應時間，Pmax為系統最大輸出功率，Udc為直流母線電壓)。選擇兩只450 V/1 000 μF電解電容串聯，等效電容容值500 μF，泄放電阻選擇10W30KJ。
電路分為兩部分，前級負責提高輸入電壓和MTTP閉環，后級實現逆變，這種兩級式電路的特點就是雙環控制，控制方便，可以自由擴展[5-7]。由于內環采用經典PI控制輸出的交流電流，控制簡單且易于實現，但PI調節無法解決逆變器輸出電流相位、幅值與給定值之間誤差等問題。本系統使用基于預測電流的無差拍方法，對逆變器的電流內環進行閉環調節，無差拍算法依賴于具體的數學模型，在實現無靜差跟蹤的同時由預測算法控制參數，可以增加系統抗干擾能力。
2 經典PI控制策略
逆變系統直軸電流在數字域下控制框圖如圖2所示，在一個采樣周期內，PI調節器離散化傳遞函數為Gc(z)=KP+KIzTs/(z-1)，Kpwm為逆變器增益，K1為濾波電感電流反饋系數，Ts為采樣周期[8]。
逆變器輸出電流對并網電壓離散化經過零階保持器后的傳遞函數GZOH(z)為：
逆變器采用LC濾波，濾波電感參數取3 mH，濾波電容取2 μF，等效增益Kpwm取60。將參數代入式(4)，可以求得PI參數的穩定范圍，如圖3所示。
由于PI參數整定復雜，KP值過大或KP和KI值過小都會影響系統穩定性，KP值過大，在高頻區域會出現諧波放大現象，KP值過小，在基頻區域會出現較大的跟蹤誤差。綜合考慮系統穩定性及電流跟蹤能力，反復調試后選取KP和KI為0.3和300。當Ts為0.01 ms時，系統單位階躍響應如圖4所示。從圖中可以看出，系統超調量較大，在1.5 ms時趨于穩定。
3 預測電流無差拍控制策略
傳統的無差拍電流控制因為采樣、計算延時，導致計算電流與實際存在大小和相位上的偏差，甚至出現畸變。為消除控制延時帶來的誤差，本文對無差拍電流算法k+2時刻電流進行預測改進，利用相鄰時刻電流偏差近似計算k+1時刻電流。
以A相為例，輸出電壓為usa，采樣周期為Ts，k+1時刻占空比為D(k+1)，離散化采樣輸出電壓得無差拍數學模型[9]：
同理可推k+2時刻采樣電流值，傳統無差拍由于采樣控制延時實際是滯后一拍控制[10]。由于采樣周期遠小于電網基波周期，為優化控制，采用預測交流電流和電壓代替采樣值。采用線性外推預測估計電網電壓，可得k+1時刻電壓估計值，用算術平均值外推預測電流，可以減小電流誤差，有利于消除電流尖峰，用過迭代消除k+1項。
圖5為預測電流控制框圖，G1(z)為濾波電感傳遞函數，G2(z)為系統延時，G3(z)為無差拍控制器?？驁D中K=L′/L，表示控制算法中電感值與實際電感值的比值。
由框圖可得系統開環、閉環傳遞函數分別為：
應用朱利判據可知，當0<K<2時，系統穩定，若考慮到實際中隨著濾波器階數的升高，穩定范圍會更小。圖6(a)、圖6(b)、圖6(c)分別為Ts=0.1 ms，K=0.5，K=1，K=1.5系統的單位階躍響應。通過對比分析可知，根據K值取值不同，系統的穩定性也各不相同。當0<K<0.5時，系統平滑響應，沒有超調量。此時不斷增加K值，系統動態響應不斷加快；當0.5<K<1時，響應較為迅速并開始有超調量，此時若取得合適K值，系統可獲得最佳性能；當1<K<2時，隨著K值增加，系統超調量不斷增大并出現振蕩，控制器失穩。
傳統解耦方法是以采樣得到的三相電流瞬時值經過坐標變換求得的id、iq作為補償量，如式(13)所示。傳統電流內環解耦框圖如圖7所示。
由于傳統解耦方法的電壓補償量中含有解耦電流分量，解耦后的電流脈動分量相互影響，這會造成電壓參考值脈動，從而降低入網電流波形質量。為改善傳統解耦方法，提高輸出波形質量，將直軸和交軸電流參考值替換解耦后的電流分量，以減小脈動直流分量，提高入網電流波形質量，如式(14)所示。改進的電流內環解耦框圖如圖8所示。
將直軸和交軸電流參考值替換解耦后的電流分量的解耦方法，避免了脈動分量之間的耦合，可以提高系統的響應速度和入網電流質量。
4 系統仿真驗證
本文在MATLAB/Simulink軟件中對該系統進行了仿真，直流輸入電壓380 V，交流側輸出電壓有效值110 V，頻率50 Hz，功率器件開關頻率20 kHz，濾波電感3 mH，交流側電阻0.1 Ω。
圖9是逆變器輸出電壓和電流波形，圖9(a)是A相輸出電壓和電流波形，圖9(b)是逆變器滿載時A、B、C相電壓波形，為顯示方便，縮小30倍，從圖中可以看出三相電壓輸出平衡無脈動。
圖10(a)是給定d軸電流幅值，模擬的是突然卸去負載時的情況，從圖中可以看出，在0.05 s參考電流從1 A突降為0，圖10(b)反映的是相應三相電流輸出變化值?？梢钥闯?，當系統給定電流閃變時，入網電流經過短暫過渡，很快地響應了給定參考值，表明了系統有較好的動態反應特性。
用MATLAB/Simulink中Powergui FFT分析工具，分別測量PI和無差拍控制輸出電流THD，從圖11中可以看出，PI控制的系統輸出電流波形雖平整無毛刺，但波形總體諧波含量較多，THD為5.12%，尤其是奇次諧波含量多；從圖12中可以看出，使用無差拍控制方法的系統輸出電流諧波含量相對較少，THD為2.7%，電流波形質量良好，平整無毛刺，滿足國家并網要求。
5 實驗
為了檢驗本文所采用的控制方法的可行性，設計了一臺小功率的實驗樣機并對其進行了實驗。開關頻率20 kHz，功率器件IGBT選擇G60N100，導通時間320 ns，關斷時間130 ns，可以滿足設計要求。調制度M為0.95，前級直流輸入330 V，三相輸出電壓峰值約為157 V，有效值約110 V。輸出電壓再經過三相工頻變壓器轉變為220 V。圖13(a)為逆變器輸出電壓和電流波形。圖13(b)為SVPWM調制波波形，通過DSP程序將角度轉換成正值從DA顯示出來。
圖14為調制度M為0.95時濾波前后逆變器線電壓輸出波形，圖中波形顯示清晰，三相輸出電壓走勢平穩，波形一致，沒有較大的波動，說明系統運行良好穩定。
6 結論
針對經典PI算法在系統響應速度和解決靜差方面的缺點，本文從理論上和實驗上分析和驗證了預測電流算法的優越性，結合三相電壓型逆變器特點，可以提高電壓增益和逆變效率。優點主要體現在：
(1)無差拍控制方法依賴精確的數學模型，需要確定系統電路的參數，而PI參數需考慮系統穩定性和響應速度，參數整定過程復雜繁瑣。
(2)從圖4和圖6可以看出，使用無差拍控制方法的系統比PI控制的系統響應速度更快，PI方法大概在1.5 ms時趨于穩定，而無差拍方法在1 ms時就可以穩定。
(3)根據仿真，在同等電路條件下，無差拍方法的入網電流諧波比PI小。
(4)無差拍控制的電流與給定值之間幾乎沒有相位誤差，而PI由于積分環節，總會存在一定的相角滯后。
本文主要對逆變環節優化設計，但亦有不足之處,應對以下方面進行改進：
(1)逆變器接三相工頻變壓器入網，未考慮變壓器漏感帶來的影響，在弱電網條件下與前面LC濾波電路形成LCL三階系統[12]；
(2)未對變壓器參數進行在線辨識；
(3)未考慮前級光伏電池陣列輸出電壓變化趨勢。
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作者信息:
何松原，沙國榮
(南京工業職業技術學院，江蘇 南京210023)