0 引言

    純電動汽車電控系統(tǒng)是整車的核心，高效穩(wěn)定的IGBT逆變回路能夠提升電控系統(tǒng)的性能。正常工作時IGBT處于高頻、高壓、大電流工況，一旦驅(qū)動電源設計不合理使IGBT工作異常，輕則系統(tǒng)無法正常工作，重則引起模塊炸裂^[1]。湯健強、周雅夫等人提出利用反激拓撲方案設計驅(qū)動電源，雖可實現(xiàn)多種方式的驅(qū)動電源電路，但高低壓反饋網(wǎng)絡處在同一電路中存在安全隱患，并且電源只在開關關斷時才向副邊傳輸能量導致電源瞬態(tài)特性差^[2-3]；在IGBT逆變回路中有6組隔離的驅(qū)動電源，若采用單原邊多副邊的變壓器方案電氣隔離和爬電距離難以滿足要求^[4-5]；孔維功等人提出一種前后級的驅(qū)動電源設計思想，但沒有給出具體的方案^[6]。為了解決這些問題，設計一款基于推挽拓撲的IGBT驅(qū)動電源，包含由UCC2808芯片生成推挽PWM信號、推挽變壓器設計、輸出端倍壓整流電路。

1 車用IGBT驅(qū)動電源特性分析

    目前，純電動汽車車載電瓶額定電壓有12 V和24 V兩種規(guī)格，并存在±20%的波動，整個電控系統(tǒng)弱電由車載電瓶提供，考慮到高低壓電氣隔離和IGBT模塊封裝尺寸等問題，通常電機控制器主控電路和驅(qū)動電路分布于兩塊PCB板上。本次驅(qū)動電源的設計框架如圖1所示，主控板的電壓變換電路通常采用DC/DC變換器(如SEPIC電路)或反激電路實現(xiàn)，主要取決于整個電控系統(tǒng)電源架構的設計和布局，本設計生成的18 V電壓存在±10%的波動。SEPIC電路能夠?qū)崿F(xiàn)寬范圍電壓輸入恒壓輸出，可以消除車載電瓶電壓波動對系統(tǒng)的影響^[6]，反激電路則可實現(xiàn)多路輸出，為不同的模塊供電，低壓端通過三個推挽變壓器為高壓端的IGBT提供驅(qū)動電源，變壓器的原副邊為開環(huán)控制，相比于反激方案實現(xiàn)了高低壓的隔離。

    從FS400R07A3E3手冊查得IGBT的開通和關斷電壓范圍為±20 V。通常對于工作在飽和狀態(tài)的IGBT，I_C一定的情況下，V_CE隨著U_GE增大而減小，而在V_CE一定時，I_C隨著UGE的增大而增大。開通和關斷過程中的損耗主要由I_C和V_CE決定，故選擇合適的開通電壓可以減小IGBT的開通損耗；同時，過高的開通電壓使柵極電容迅速充電容易引起振蕩，過低則會使開通不徹底，增加導通損耗，因此開通電壓一般選取15 V左右。另外，IGBT的米勒效應會使原本關斷的IGBT誤導通，負壓關斷可避免該情況，而逆變回路中的雜散電感在關斷時引起的電壓尖峰也必須控制在合理范圍，有相關文獻顯示-8 V左右的關斷電壓是比較適合的^[7-8]。

2 IGBT驅(qū)動電源設計

2.1 推挽電源PWM信號生成電路設計

    UCC2808系列是德州儀器推出的一類基于BiCOMS工藝的電流型脈寬調(diào)制芯片，具有高速、低功耗的特點，其內(nèi)部有誤差放大器、PWM比較器、過流比較器以及振蕩器等^[9]，僅需很少的外圍元件就可實現(xiàn)固定頻率的PWM驅(qū)動脈沖信號，電路結構如圖2所示。OUTA、OUTB引腳可同時驅(qū)動對管MOSFET，其驅(qū)動信號的頻率為振蕩器頻率的一半且兩個輸出之間的死區(qū)時間為60 ns～200 ns，本次設計的驅(qū)動頻率為170 kHz，通過調(diào)整4腳外部的RC大小可設置振蕩器頻率f_z，計算如式(1)所示。正常工作時兩個MOS管交替導通，SW1、SW2接至隔離變壓器的原邊，通過電流采樣電阻R5將過流信號反饋到CS引腳。

2.2 推挽電路設計

    推挽變換器是由兩個單端正激變換器演變而來的，如圖3所示。電路中當Q關斷時去磁繞組N3的電壓為上正下負，經(jīng)過續(xù)流二極管VD1將磁芯中的剩磁能量向電源饋送，可以避免變壓器磁芯飽和。而在如圖4所示的推挽變換器中，當NP2繞組對應的上管關閉時NP1通過電流采樣電阻R₅及下管的二極管向電源反向充電，避免磁芯飽和^[10]。正常工作時原邊兩個MOSFET推挽輸出，通過變壓器將能量傳輸?shù)礁边叀８边厼楸秹赫麟娐罚?15 V_UT、-8 V_UT表示U相上橋的開通和關斷電壓，+15 V_UB、-8 V_UB為U相下橋的開通和關斷電壓。V、W相驅(qū)動電源結構和U相完全一致，利用三個推挽變壓器實現(xiàn)了每相IGBT驅(qū)動電源的隔離。

2.3 變壓器設計

    三相全橋逆變電路中每個橋臂的驅(qū)動電源都是獨立且完全對稱的，圖1中單個IGBT柵級所需驅(qū)動功率為：

式中：P_{drv_out}為單個IGBT所需額定驅(qū)動功率；Q_g為IGBT開通和關斷期間柵級總電荷，手冊數(shù)據(jù)為4.3 μC；f_s為IGBT的開關頻率，取10 kHz；V_H、V_L為開通和關斷電壓分別為15 V和-8 V。

    算得P_{drv_out}為0.989 W，考慮余量和兼容性，將P_{drv_out}設計為2 W(8 V/250 mA)，如圖4中所示可認為變壓器的副邊Ns1和Ns2的輸出額定功率均為2 W。

    變壓器原邊的輸入功率計算公式為：

式中：P_in為原邊輸入功率；V_O1、I_O1為Ns1輸出的額定電壓和電流，取8 V、250 mA；VO2、IO2為Ns2輸出的額定電壓和電流，取8 V、250 mA；η為原副邊的傳輸效率，取0.75。

    原邊電感量計算公式為：

式中：L_p為原邊NP1、NP2的電感量，且兩者相等；V_in為原邊輸入直流電壓，取18 V；D為推挽MOS管的導通占空比，取0.47；f為推挽MOS管的導通頻率，取170 kHz。

    原邊電流峰值計算公式為：

式中：N_P為Np1、Np2的線圈匝數(shù)，且兩者相等；Ae指磁芯窗口有效截面積取8.47 mm²。

    副邊匝數(shù)計算公式為：

式中：N_S為Ns1、Ns2的匝數(shù)，且兩者相等；V_O為副邊輸出電壓取8 V。

2.4 倍壓整流電路設計

    圖5中當Ns1為上正下負時電流有兩條流通路徑，一是由線圈正極通過電容C7、C8和二極管D3到線圈負極，二是由線圈正極通過二極管D2和電容C6到線圈負極。此時D1處于反向截止狀態(tài)，達到穩(wěn)態(tài)時C6、C7、C8兩端電壓均為Ns1兩端電壓減去二極管壓降，約為7.3 V，即VL為-7.3 V。

    圖6中當Ns1下正上負時電流只有一條流通路徑，由線圈正極通過C6、D1、C2到線圈負極。此時D2、D3處于反向截止狀態(tài)，C2兩端電壓即為IGBT的開通電壓V_H，根據(jù)基爾霍夫電壓定理可知C2兩端的電壓大小計算公式為：

式中：V_C6為C6處于穩(wěn)態(tài)時的電壓7.3 V；V_NS1指Ns1兩端的電壓8 V；二極管D1的管壓降VD1為0.7 V。

    電源在驅(qū)動電路中的連接方式如圖7所示(以U相上橋為例)，驅(qū)動芯片左側(cè)為低壓部分，PWM+、PWM-是驅(qū)動互鎖信號控制IGBT的開通和關斷。右邊為高壓部分，當驅(qū)動芯片OUT引腳輸出高電平時三極管Q1導通，開通電壓+15 V_UT通過開通電阻R1給IGBT柵極G_UT充電。同理，當OUT輸出端為低電平時三級管Q2導通，柵極通過關斷電阻R2至-8 V_UT進行放電，R1、R2、C2為驅(qū)動參數(shù)，相互匹配能夠調(diào)節(jié)IGBT的開通和關斷速度。R₃的作用是防止MOS管誤開通，而二極管D1和雙向穩(wěn)壓管D2能夠使柵級電壓鉗位在合理范圍^[11]。

3 仿真驗證

    如圖8所示在LTspice仿真軟件上對設計電路進行驗證，結果如圖9所示。推挽電路中兩個MOS管的驅(qū)動PWM信號由軟件庫自帶的函數(shù)信號發(fā)生器V1、V2生成。滿載電流可按下式估算：

    仿真中用可變電流源作為負載驗證驅(qū)動電源的帶載能力，從圖9中可以看出負載由輕載到重載變化時開通和關斷電壓在±100 mV內(nèi)波動，說明該電源有良好的帶載能力。

4 樣機測試

    變壓器原邊直流輸入電壓V_in存在±10 %的波動，在該輸入電壓下所測驅(qū)動電源指標如表1所示，表中數(shù)據(jù)為6組驅(qū)動電源的均值。U相所測相關波形如圖10所示，(a)、(b)所測結果與圖9中的仿真數(shù)據(jù)相差不大，(c)中所測紋波為40 mV左右。說明該電源設計合理、性能穩(wěn)定。

5 結論

    本文提出的一種基于推挽電路的IGBT驅(qū)動電源的設計，在電氣隔離和動態(tài)響應方面較傳統(tǒng)電源有很大提升。但輸入電壓Vin存在±10%的波動使電源無法發(fā)揮最優(yōu)性能，是后期的優(yōu)化方向。另外，本設計已應用到純電動車電機控制器中，能夠安全穩(wěn)定運行。

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作者信息:

楊海清，楊  超

(浙江工業(yè)大學 信息工程學院，浙江 杭州310023)