對于非比例電路，我們必須假設完整的電阻容差，因為容差不會分開。我們可以將輸出電壓計算為 V OUT =IR，其中 I 是理想的 1mA 電流源，R 是 5% 的電阻器（圖 1a）。V OUT =1 mA （1±0.05±0.05）1 kΩ=（1±0.05±0.05）V。V OUT的范圍是 0.9V≤V OUT ≤1.1V，但我們可以通過使用另一個電阻器調整初始容差來縮小范圍（圖 1b）。

　　圖 1非比率電路必須假設完整的電阻容差，因為容差不會分開。基本計算很簡單（a），我們可以通過添加另一個電阻來縮小范圍以調整初始容差誤差（b）。

　　我們可以計算可調電阻值 R P，如下所示：

　　1.

　　為 R 選擇最接近的十進制值，該值小于 R=0.9 kΩ 的最小計算值；該值為 R=0.82 kΩ。

　　2.

　　3.

　　計算所選電阻的最小值如下：R MIN =（1–P–D）R=0.9（0.82）=0.738 kΩ。

　　4.

　　5.

　　可變電阻 R P必須彌補 R MIN和 1 kΩ 之間的差值，因此 R PMIN =1–0.738=0.262 kΩ。

　　6.

　　7.

　　電位器的容差可能相當高，因此 R P =R PMIN /（1–T）=0.262 kΩ/（1–D–P）=0.262/0.8=0.328 kΩ。

　　8.

　　9.

　　選擇 R P =500Ω。

　　10.

　　最終值為 R=820Ω 和 R P =500Ω。一些工程師認為，最壞情況的設計程序過于嚴格，并迫使電位器值較大、分辨率較低和電位器漂移誤差較大。此問題的一種可能解決方案是降低電位器值并冒險，但更好的解決方案是使用精度更高的部件。非比率電路必須考慮全公差擺動；因此，5% 的采購容差會導致 20% （±10%） 的總體容差。

　　比例電路

　　圖 2和公式 1的分壓器是經典的比例電路。參考公差方程，我們可以看到公差的某些部分超出了方程。

　　公式 1

　　圖 2比率電路劃分了電阻值的一些容差。

　　為獲得最大增益值，我們將容差設置為 R 2高和 R 1低。因為 R 2的公差很高，所以它在等式的所有部分都顯示為 （1+T）R 2 。表 2列出了四種電阻比的理想增益、最大增益和百分比誤差。請注意，最小增益誤差發生在 R 1 =R 2時，并且該增益誤差等于容差。非比率電路必須接受兩倍的容差或 2T，但比率電路可以只有 T 的容差。

　　當分壓器中的兩個電阻器容差同時高或低時，容差就會分開。當電阻器制造商保證所有電阻器在環境溫度變化期間按比例并沿相同方向漂移時，溫度容差就會分出。

　　差分放大器：獨立

　　許多參考資料表明，我們無法使用分立部件構建具有良好 CMR（共模抑制）的精密差分放大器。差分放大器的這種容差分析解釋了為什么這種說法是正確的。考慮圖 3和公式 2（參考文獻 1）中的差分放大器電路，并假設放大器是完美的。

　　圖 3差分放大器使用比率電阻器來獲得高 CMR。

　　公式 2

　　電路 CMR 是在沒有信號的情況下測量的，因此 V 1 =V 2 =0.0，公式 2變為公式 3：

　　公式 3

　　當R 1 =R 3且R 2 =R 4時，增益變為零，CMR 為無限大。實際上，電阻器容差和運算放大器誤差總是將 CMR 限制在大約 100 dB 或更低。將等式 3重寫為等式 4將我們的注意力集中在差分增益和電阻器容差上。等式 4包含四個電阻器容差，因此有 16 個可能的誤差因素。如果我們調查所有可能性，我們會發現誤差范圍從當所有電阻器容差都向同一方向變化時為零到 2T/（1–T）。

　　公式 4

　　當總容差為 1%（0.5% 電阻的 P+D）時，電阻容差可導致 CMR 的范圍從高達運算放大器的限值到低至–34.89 dB。考慮到 1% 電阻器的采購和漂移容差，我們得到的 CMR 可低至 –24.17 dB。我們將此誤差計算為 CMR 誤差，但在沒有共模電壓和差分輸入信號的情況下，它變成了增益誤差。

　　分立差分放大器難以構建和微調，因此大多數設計人員都選擇了內置微調電阻的 IC 差分放大器。低成本 IC 差分放大器提供高達 –86-dB CMR。

　　當我們分析我們的電路以確保長期性能和可制造性時，請記住無源元件具有購買和漂移容差，并且漂移容差可能大于購買容差。我們可以在制造過程結束時調整購買公差，但我們或我們的系統只能在進行測量之前調整漂移公差。非比率電路假設電阻容差的兩倍，比率電路可以將誤差降低到容差值。使用分立器件很難構建精確的差分放大器，但具有電阻微調和匹配能力的 IC 通常可以獲得 –90 dB 的 CMR。

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