從抗電磁干擾角度來說，電源EMI濾波器實際是一個只允許直流和工頻通過的低通濾波器，即從零頻（直流）至截止頻率（工頻）的通帶內以最小衰減通過電流（或電壓）。對電磁干擾的阻帶，要求盡可能高的衰減，過渡帶曲線盡可能陡（即過渡帶盡可能窄）。由于EMI濾波器衰減的定義與傳統濾波器不同，所以，傳統濾波器的各種傳遞函數表達式和現成的數據及圖表均不能直接用于EMI濾波器的設計。EMI濾波器的衰減用插入損耗來表示，本文將探討電源EMI濾波器插入損耗的計算，以及影響插入損耗的各種原因和改進方法。

　　EMI濾波器插入損耗的理論分析

　　EMI濾波器插入損耗IL定義如下：

IL=10log(P1/P2)=20log(U1/U2) (1)

　　式中，P1和U1分別表示當EMI濾波器未插入前（圖1（a）），從噪聲源us傳遞到負載RL的功率和電壓；P2和U2分別表示當EMI濾波器接入后（圖1(b)），從噪聲源傳遞到負載的功率和電壓。

圖1 EMI濾波器接入前、后的電路

　　理論分析EMI濾波器的IL時，把濾波器網絡用A參數來表示：

　　(2)

　　則可求得EMI濾波器的IL表達式為：

IL=20log|(a11RL+a12+a21RSRL +a22RL)/(RS+RL)|                 (3)

　　圖2為高性能的EMI濾波器。其中，E表示共模信號輸入端。圖2中網絡的共模等效電路如圖3（a）所示，差模等效電路如圖3（b）所示。圖3（b）中Le1、Le2、Cxi，i=1，2，3，分別表示等效電感和電容。　

圖2 EMI濾波器網絡

圖3 圖2網絡的共模與差模等效電路

　　由圖3（a）并根據式（4）可求得共模插入損耗為：

ILCM=10lg|(RS+RL-ω2CyD12+ω2D22)|-20lg(RS+RL)     (4)

　　式中，D1=L1RL+L2RS；D2=L1+L2-ω2L1L2Cy+CyRSRL

　　由圖3（b）同理可求得差模插入損耗為：

ILDM= 10lg|(B12+B2+RSRLB3)|-20lg(RS+RL)                     (5)

　　式中，B1=RL(1-ω2Cx2Le2)-ω2Cx2Le1(1-ω2Cx3Le2)+RS(1-ω2Cx2Le2)-ω2Cx1Le2-ω2Cx1Le1(1-ω2Cx2Le2)；B2=ωLe2+ωLe1(1-ω2Cx2Le2)；B3=ωCx3+ωCx2(1-ω2Cx3Le2)+ωCx1(1-ω2Cx3Le2)–ω3Cx1Cx3Le1-ω3Cx1Cx2Le1(1-ω2Cx3Le2)。

　　影響插入損耗的各種原因                                 

　　1 RS與RL對插入損耗的影響及改進方法

　　一般設計時，令RS/RL=50Ω/50Ω，這有利于簡化EMI濾波器的理論計算（把RS、RL看成常數而不是變量），但實際運用RS/RL=50Ω/50Ω的概率很少。這顯然脫離了實際情況，其理論分析與實際插入損耗相差較大。因此，CISPR出版物4.2.2.2建議：除RS/RL=50Ω/50Ω測試方法外，另外補充RS/RL=0.1Ω/100Ω和RS/RL=100Ω/0.1Ω兩種極端情況的測試方法。可以理解為幫助用戶了解該EMI濾波器在兩種極端情況下，其插入損耗有效范圍是否滿足要求。

　　2 分布參數對插入損耗的影響

　　在低頻段，電感器和電容器的分布參數可忽略不計，但在較高的頻段工作時，它們的分布參數對IL的影響就會顯示出來。而電容器中的分布電感，元件與金屬外殼之間，元件與元件之間，印刷電路板布線等均存在分布參數。這些分布參數會加入電路運算。解決元件分布參數對IL的影響有下列幾種方法：

　　（1）選擇優質元件；（2）估計元件分布參數，建立EMI濾波器高頻等效模型，并把元件分布參數參加濾波器設計；（3）如果IL達不到要求，可以增加濾波器的級數；（4） 通過元件布局、印刷電路板設計有利于電磁兼容等方法來解決。

　　3 電感材料性能對IL的影響

　　在高頻段，電感器采用的納米晶體軟磁性材料的頻響不如猛鋅鐵氧體軟磁性材料的頻響。因此，在高頻段，電感器應采用錳鋅鐵氧軟磁性材料，這有利于高頻段加大插入損耗，即提高濾波器對高次諧波的仰制效果。但是，由于納米晶體軟磁材料具有很高的導磁率（μ0可達到13.5萬,μe可達到17.9萬）和高飽和磁感特性，這些特性指標遠優越鐵氧體和鈷基晶體軟磁性材料，因此，采用納米晶體材料有利于低頻段的共模插入損耗，即減少通帶的插入損耗。

　　4 RS、RL與EMI濾波器結構的選擇關系

　　由式（4）可知：IL與RS、RL有直接關系，即使EMI濾波器設計達到IL指標，對于不同RS、RL，其結構如果選擇不當，也不能達到較好的濾波效果。因此，根據RS、RL的實際情況，選用EMI濾波器結構應遵循下列兩點原則：

　　（1）EMI濾波器的串聯電感要接到低阻抗源（RS小）或低阻抗負載（RL小）；

　　（2）EMI濾波器的并聯電容要接到高阻抗源（RS大）或高阻抗負載（RL大）。只有這樣，EMI濾波器實際工作的IL與理論分析才能基本一致。

　　改善插入損耗的方法

　　當EMI濾波器的設計完成后，或在實際應用中IL部分頻段不達標，或需要再改善IL的曲線，一般有下列幾種方法來改善插入損耗。

　　1 切比雪夫修正系數法

　　為了克服式（3）設計中的不足，引入切比雪夫修正系數M(ω),即式（3）減去20lg[M(ω)],可獲得修正后的插入損耗的改善。切比雪夫修正系數為：

　　M(ω)=C0+C1ω+C22ω+C33ω+C44ω+C55ω+C66ω+C77ω+C88ω            (6)

　　式中，C0=-22474.82；C1ω=56888.04；C2ω=-61886.31；C3ω=37902.16；C4ω=-14274.88；C5ω=3380.81；C6ω=-491.16；C7ω=39.97；C8ω=-1.39。

　　2 頻段修正法

　　當電氣設備使用場合已確定時，該設備的EMI標準就得按使用場合所在行業的EMI標準來衡量，例如，某開關電源用在信息行業，就可以使用信息行業EMI標準來診斷，即引用GB9254(相當于EN5502)A或B級標準。該標準根據開關電源產生共模，差模干擾的特點，把頻率分為三段：0.15～0.5MHz以差模干擾為主；0.5～5MHz以差、共模干擾共存；5～30MHz以共模干擾為主。如果0.15～0.5MHz頻段不達標，可以加強差模仰制，方法可以是增加CX的值，必要時要增加差模線圈；如果5～30MHz頻段不達標，可以加強共模仰制，方法可以是增加Cy的值，必要時要增加共模的級數（由1級增至2級）。如果上述措施均告失效時，意味著EMI濾波器設計有深層次的問題，則應重新設計。

　　測試結果與分析

　　根據圖2電路，設計元件參數CX=470μF，Cy=100μF，L1=L2=80mH。當電源內阻RS和負載RL均為50Ω時，差、共模插入損耗的理論計算與測試曲線如圖4所示。其中，A、B分別為共模插入損耗的理論計算曲線(ILCMI)和測試曲線(ILCMT)；C,D分別為差模插入損耗的理論計算曲線(ILDMI) 和測試曲線(ILDMT)。B曲線和A曲線在頻率為1MHz以前是一致的；B曲線在頻率為1MHz以后就偏離了A曲線，這是因為電感器采用納米晶體軟磁性材料造成的。D曲線和C曲線在頻率為0.1MHz以前是一致的；D曲線在頻率為0.1MHz以后就偏離了C曲線，這是因為元件分布參數、各元件間分布參數對IL的影響和電感器采用納米晶體軟磁性材料等因素造成的。

圖4  插入損耗的理論計算與測試曲線

　　下面來檢驗圖2所示網絡對開關電源的電流(電壓)諧波的抑制效果：

　　未接入圖2所示網絡前，分別對某型號的29英寸彩電、17英寸彩顯中的開關電源輸入端口電流和電壓的諧波進行測量；接入圖2所示網絡后，等條件重復測量前種情況的各參數。測量條件是：首先對被測電子設備進行嚴格屏蔽，防止臨近設備及環境對被測電子設備的EMI；線路阻抗穩定網路(LISN)輸入阻抗為50。在測量來自電氣設備傳導干擾時，必須在電網交流電源與待測設備之間接一個LISN。采用8793A型諧波分析儀測量電流諧波含量。具有代表性的測量結果見表1。表1中，THDi表示電流總諧波含量，THDv表示電壓的總諧波含量，“N”表示圖2所示網絡。從表1中，我們可以知道：

　　(1)在開關電源傳導干擾中，電流諧波干擾起主導作用，也就是要抑制的主要對象；

　　(2)在開關電源中，電壓諧波分量一般小于基波分量的6% 。

　　(3)接入圖2所示EMI濾波器后，彩電、彩顯中的開關電源電流(電壓)諧波含量減至原來的三分之一左右。

　　(4)彩顯中的開關電源電流(電壓)諧波含量少于彩電。