開(kāi)關(guān)電源可能是眾所周知的噪聲發(fā)生器。您應(yīng)該防止這些被傳導(dǎo)或輻射的噪聲返回輸入源，因?yàn)檫@一噪聲會(huì)給使用同一輸入電源的其他器件造成嚴(yán)重?fù)p壞。電磁干擾濾波器的目標(biāo)是阻止這些噪聲，并提供一條返回噪聲源的低阻抗路徑。這種噪聲越大，濾波器設(shè)計(jì)的規(guī)模、費(fèi)用和難度就越大。固定頻率開(kāi)關(guān)電源在這一固定基頻上產(chǎn)生最大的電磁干擾輻射，此外，還有在開(kāi)關(guān)頻率的倍數(shù)上產(chǎn)生電磁干擾輻射，但其幅度（強(qiáng)度）有所減小。圖 1 所示簡(jiǎn)單電路使開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器能在多個(gè)頻率而不是單個(gè)頻率上工作，從而降低了任何一個(gè)頻率上工作的平均時(shí)間。該方案能有效地降低峰值輻射量。

圖1，注入 RC 引腳的低頻振蕩器斜坡電壓，調(diào)制電源的開(kāi)關(guān)頻率。

　　圖 1 中的電路是一個(gè)自啟動(dòng)振蕩器，其振蕩頻率約為 500 Hz。當(dāng)您加電時(shí)，C3 從 0V 開(kāi)始充電，TL331型 比較器的輸出端處于高阻抗?fàn)顟B(tài)，這是因?yàn)樗姆欠聪噍斎攵说碾妷罕确聪噍斎攵说碾妷焊摺．?dāng) C3 充電時(shí)，它的電壓超過(guò) R1-R6 分配器的參考電壓，比較器輸出端變?yōu)榈妥杩範(fàn)顟B(tài)。因?yàn)?R5 現(xiàn)在與 R6 并聯(lián)，R6 上的電壓就立即下降到較低的參考電壓電平。因?yàn)?R3 同時(shí)與 C3 并聯(lián)，所以C3

開(kāi)始放電，其電壓向這一新參考電平下降。當(dāng)比較器輸出端重新開(kāi)路時(shí)，C3 放電達(dá)到 R6 上的電壓。此后，這一循環(huán)重復(fù)進(jìn)行。您必須仔細(xì)選擇各元件，以確保 R6 的兩個(gè)參考電壓狀態(tài)比 C3上下兩個(gè)充電狀態(tài)低。該電路使用 C3 來(lái)調(diào)節(jié)振蕩器頻率，您選擇的 C3 的電容值應(yīng)該比 C2 低。振蕩器的頻率約等于

　　電容器 C2 把 C3 的斜坡電壓交流耦合到 UCC3813 的振蕩器引腳。注入的信號(hào)在其正向期間（交流電信號(hào)）增大了 CT 的充電電流，因此提高了控制器的工作頻率。在注入信號(hào)的負(fù)向期間，CT 的部分充電電流消失，因此降低控制器的工作頻率。圖 2 示出了注入信號(hào)對(duì) CT 充電的影響。R4 控制注入電流的大小。降低R4的阻值，可擴(kuò)大以其額定固定頻率為中心的工作頻率范圍。由C3設(shè)定的注入信號(hào)的振蕩頻率控制著掃頻速率。

圖2，外部振蕩器改變定時(shí)電容器的充電情況。


圖3，回掃轉(zhuǎn)換器的電磁干擾在有外部調(diào)制和沒(méi)有外部調(diào)制的情況下是不同的。

　　圖 3 的差分電磁干擾電流測(cè)量值 (1 dBmV="1" dBmA) 示出了增加頻移振蕩器之前和之后的效果。該設(shè)計(jì)借助 12 kHz 的掃描窗口可輕松地把電磁干擾降低10 dBmA。更寬的窗口可以進(jìn)一步降低電磁干擾，不過(guò)調(diào)制器頻率可能會(huì)在轉(zhuǎn)換器的輸出紋波電壓中變得很顯著。還要使注入的斜坡電壓波形盡可能是線性的，以防止開(kāi)關(guān)電源在極限開(kāi)關(guān)頻率上停留過(guò)長(zhǎng)時(shí)間。非線性會(huì)產(chǎn)生一個(gè)具有兩個(gè)截然不同頻率的電磁干擾響應(yīng)。您務(wù)必不能讓電路工作在低于電源轉(zhuǎn)換器的低頻極限下，不然可能會(huì)發(fā)生磁飽和。該電路展示了一種低成本、小面積的降低傳導(dǎo)電磁干擾幅射的方法。