0 引言
濾波器在無線通信、軍事、科技等領域有著廣泛的應用。而微波毫米波電路技術的發展，更加要求這些濾波器應具有低插入損耗、結構緊湊、體積小、質量輕、成本低的特點。傳統用來做濾波器的矩形波導和微帶線已經很難達到這個要求。而基片集成波導(SIW)技術為設計這種濾波器提供了一種很好的選擇。
SIW的雙膜諧振器具有一對簡并模式，可以通過對諧振器加入微擾單元來使這兩個簡并模式分離，因此，經過擾動后的諧振器可以看作一個雙調諧電路。分離的簡并模式產生耦合后，會產生兩個極點和一個零點。所以，雙膜濾波器在減小尺寸的同時，也增加了阻帶衰減。而且還可以實現較窄的百分比帶寬。可是，雙膜濾波器又有功率損耗高、插入損耗大的缺點。為此，本文提出了一種新型SIW腔體雙膜濾波器的設計方法。
該SIW的大功率容量、低插入損耗特性正好可以對雙膜濾波器的固有缺點起到補償作用。而且輸入／輸出采用直接過渡的轉換結構，也減少了耦合縫隙的損耗。
l 雙膜諧振原理及頻率調節
SIW是一類新型的人工集成波導，它是通過在平面電路的介質層中嵌入兩排金屬化孔構成的，這兩排金屬化孔構成了波導的窄壁，圖1所示是基片集成波導的結構示意圖。這類平面波導不僅容易與微波集成電路(MIC)以及單片微波集成電路(MMIC)集成，而且，SIW還繼承了傳統矩形波導的品質因數高、輻射損耗小、便于設計等優點。
1．1 基片集成波導諧振腔
一般情況下，兩個電路的振蕩頻率越接近，這兩個電路之間的能量轉換需要的耦合就越小。由于諧振腔中的無數多個模式中存在著正交關系，故要讓這些模式耦合發生能量交換，必須對理想的結構加擾動。但是，為了保持場結構的原有形式，這個擾動要很小。所以，本文選擇了SIW的簡并主模TE102和 TE201，它們的電場分布圖如圖2所示。因為TM和TEmn(n10)不能夠在SIW中傳輸。因此，一方面可以保證在小擾動時就可以實現耦合，同時也可以保證場的原有結構。
假設圖3所示的矩形腔體的長、寬、高分別為a、b、d。因為TEmn(n10)不能在SIW中傳輸，所以對于SIW諧振腔來說，其諧振頻率的計算公
式如下：
對于具有相同諧振頻率的兩個模式來說，則有如下關系：
選定的工作簡并模式，利用公式(1)、(2)、 (3)來確定矩形波導諧振腔的初始尺寸，然后再結合有關文獻，就可以確定SIW腔體的尺寸。圖3所示是其金屬矩形諧振腔的基本結構。
1．2 雙膜SIW諧振腔及其頻率調節
圓柱形波導、矩形波導和微帶線都可以用來做雙膜濾波器。然而，一些典型的雙膜設計方法(如加調節螺釘、內角加工、在微帶貼片上加入十字槽等)并不適用于SIW腔體。有文獻提到采用切角、打孔、饋電擾動等擾動方式來應用于SIW腔體。故此，本文選取了在SIW腔體對稱的角上切兩個相同的方形切角作為微擾方式。擾動腔體的諧振頻率被分成f1和f2兩個高低不同的頻率，這兩個頻率的平均值(f1+f2)／2和原有腔體的諧振頻率f0往往不相等。類似地，輸入／輸出部分的耦合也會造成諧振頻率的平移。這樣就會造成兩種情況：一是(f1+f2)／2>f0；二是(f1+f2)／2< P>
是大于還是小于取決于耦合結構。對于第一種情況，可以通過加大諧振腔尺寸來調節頻率移動；而對于第二種情況，則可以通過減小諧振器尺寸或者在諧振腔上開個縫來減少諧振腔等效尺寸等方法來調節。當然也可以不調節，分別針對這兩種情況加以利用。在實際的工程應用中。要求 s<λ／20，當SIW工作在高頻段時，為了滿足上述條件，往往要求金屬柱半徑以及它們之間的間距很小，以至于加工非常困難。而此時就可以利用第一種情況，以較大的尺寸在較高頻率處實現良好的濾波性能，降低加工難度；而對于第二種情況，可以以更小的尺寸在較低的諧振頻率處實現良好的濾波性能，從而實現濾波器的小型化。本文就是有效地利用了第二種情況，從而設計出性能好、尺寸小的濾波器。
2 雙膜濾波器的實現與仿真
圖4所示是雙膜SIW腔體帶通濾波器的結構示意圖。在諧振腔的對角線上挖去兩個相同的立方體，輸入／輸出采用直接過渡的轉換結構。濾波器選用 Rogers RO3010作為介質基板，其相對介電常數εr=10．2，損耗角正切tan d為0．0035；諧振腔長度a為21．5 mm，寬b為21．5 mm，高h為0．5mm；切去的立方體邊長cw為2．2 mm；中心饋線的寬度tw為0．72 mm。輸入／輸出采用無縫耦合的直接轉換結構，這樣可減少輸入／輸出結構的耦合損耗。
3 仿真結果分析
仿真可采用電磁仿真商業軟件HFSS來完成。通過仿真介質諧振腔濾波器(濾波器源型)可以發現，不同的耦合輸入／輸出窗口寬度影響著濾波器中心頻率的位置，同時也影響耦合強度和帶內插入損耗。從圖5中看出，隨著耦合窗寬度的增大，濾波器的中心頻率會上移，耦合減弱，帶內插入損耗變大，也就是濾波器的匹配性能變差。
針對切去的立方體尺寸對濾波器性能的影響。從方便的角度考慮，應先保證一個角上的正方體尺寸不變，而改變另一個切去的立方體尺寸，然后觀察微擾變化對S參數的影響。從圖6所示的曲線可以看出，微擾尺寸幾乎不改變S參數曲線的形狀，對中心頻點的影響不大，微擾越大，帶寬越寬，相應的高阻帶傳輸零點會往高頻點移動。
從以上結果可以看出，通過改變微擾大小可調節濾波器的帶寬，而改變耦合輸入／輸出窗口的寬度則可調節濾波器的中心頻率和匹配性能。
綜合以上仿真研究并結合公式(1)、(2)，可先計算出SIW的相關尺寸。然后通過HFSS仿真對濾波器性能進行優化，最終所得出的設計電路具體尺寸為h=O．5 mm，εr=10．2，tan d=0．0035，a=b=21．5 mm，d=0．8 mm，s=1．2 mm，cw=2．2 mm，tw=0．72 mm，cw=8．4 mm，ba=2 mm。
圖7所示是本設計的雙膜SIW腔體濾波器S參數的響應曲線。從圖7中可以看出，采用本設計實現的濾波器的中心頻率fo=4．95 GHz，3 dB相對帶寬FBW=4．36％，通帶內插入損耗為0．9 dB，反射損耗S11小于-22 dB，阻帶右側5．45 GHz處會形成一個傳輸零點，損耗接近-40 dB。
4 結束語
本文應用SIW技術設計了一種具有良好性能的雙膜窄帶帶通濾波器。該濾波器設計原理簡單、尺寸小、重量輕、帶內插損小、阻帶衰減性能好；而且采用直接過渡的轉換結構，從而減少了耦合輸入／輸出損耗。故在無線通信、軍事、科技等領域有著廣泛的應用前景。