隨著現代通信網絡的快速發展，一般都會要求在整個使用周期內具有接近零的停機率，因此，在更換和維護故障電路時，通常都希望在不影響系統工作的情況下帶電插拔操作。當一塊插件板插入工作背板或者從工作背板拔出時，插件板上附加電容的充放電往往會給工作背板提供一個低阻抗，此時背板到插件板的高涌入電流就可能會燒毀連接器和電路元件，或者暫時將整個工作電壓拉低而導致系統重啟。
所謂熱插拔(Hot Swap)，就是允許用戶在不關閉系統或不切斷電源的情況下取出和更換損壞的部件，從而提高系統對災難的及時恢復能力、增強擴展性和靈活性。熱插拔過程一般可分為三個步驟：一是物理連接過程，分插入和拔出兩種情況；二是硬件連接過程，主要指的是與系統相連的硬件層的電氣連接；三是軟件連接過程，主要指的是與系統相連的軟件層的連接。
本文所討論的熱插拔主要是利用TPS2301芯片來針對硬件的熱插拔控制，即在帶電狀態下可以安全地插拔電路板。
1 TPS2301簡介
TPS2301是TI公司生產的一款使用外部N-通道MOSFET作為電源控制主開關來進行快速熱插拔的雙通道器件。該器件中的INl通道允許的輸入電壓為3～13 V；IN2通道允許的輸入電壓為3～5．5 V。TPS2301芯片同時具有過流保護、浪涌電流限制、電源輸出狀態指示等功能，另外該芯片還具有5μA維持電流、20管腳TSSOP封裝、-40～85℃工作溫度范圍、以及具有靜電保護等特點。
2 系統電路
本文所介紹的熱插拔控制電路系統框圖如圖1所示。由圖1可見，本系統主要包括三個主要器件，即用作電源控制主開關的N通道MOSFET、測量電流的檢測電阻以及熱插拔控制器。
3 設計要點
本設計使用TPS2301的INl通道來進行分析。假定設計的輸入電壓為12 V，后端負載功率為100 W。下面介紹其設計要點。
3．1 正常電壓輸出門限設置
正常輸出電壓門限可由VSENSEl管腳來控制，而VSENSEl管腳電壓則由跨接在輸出V01與GND間的電阻RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM分壓獲得。
將該電壓與芯片內部的參考電壓(1．225 V±2％)進行比較，可確定實際輸出電壓是否在輸出允許范圍之內。例如輸出電壓為12 V，允許調整范圍為±l0％，那么，輸出電壓的最低要求為10．8V，因此，可以此計算出反饋電阻RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM的取值要求。
在選擇RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM阻值時，應盡可能選擇阻值比較大的電阻(10 kΩ以上)，這樣能有效減少不必要的電源損耗。當V01小于V01_min時，PWRGDl的輸出將置低，直到V01輸出正常。
3．2 感應電阻RSENSE與過流限制電阻RISET1的選擇
檢測電阻RSENSE的取值應根據后端負載的最大工作電流來選取。假定過流電流ILMT1=11A，那么，在選擇檢測電阻時，就必須選擇允許通過電流范圍大于11A的檢測電阻，并確保檢測電阻上的自身功耗不超過其額定功率。本設計選擇的檢測電阻的內阻為0．003Ω，自身允許功耗為l W。表1提供了部分檢測電阻的規格和指標。
選定檢測電阻后，即可根據以下公式來確定過流限制電阻RISET1的大小。
3．3 MOSFET的選擇
選擇合適的MOSFET的第一步是選定VDS和ID標準。對于12 V系統來說，VDS應為30 V或40V，這樣可以處理可能損壞MOSFET的瞬變。MOSFET的ID應遠大于所需的最大值，圖2所示是MOSFET的SOA圖。事實上，在大電流應用中，最重要的指標之一是MOSFET的導通電阻RDSON。較小的RDSON能確保MOSFET在正常工作時具有較小的功耗，并在滿負載條件下產生最少的熱量。
為防止MOSFET過熱，應考慮MOSFET在直流負載條件下的功耗。隨著MOSFET溫度的升高，通常額定功率將會減小或降額，此外，在高溫下工作時，MOSFET的使用壽命也會縮短。
本設計選擇的MOSFET型號為IRLR3103，其中VDSS為30 V；RDS(ON)為0．019 Ω；ID為46 A。這樣，根據后端負載最大電流為11A就可以計算出MOSFET上所損耗的功率：
PMOSFET=ILMT12RDS(ON)=11×11×0.019=2.3W
查詢TRLR3103數據手冊可得出RTHIJ=50℃／W，由于MOSFET需要消耗約2．3W的功率，因此，最壞條件下，其溫度可能上升到高于室溫的115℃。降低這個數值的一種方法是并聯使用兩個或更多的MOSFET，這樣能有效降低RDS(0N)，從而降低MOSFET的功耗。使用兩個MOSFET時， 假設電流在器件間均勻匹配(允許一定的容差)，那么，每個MOSFET的溫度升高最大值為29℃。
假設室溫TA為25℃，再加上這個溫度上升值，那么每個MOSFET的最大溫度為54℃。
為了保證MOSFET在最壞條件下能安全工作，設計時還必須進行一定的降額設計。圖2中的MOSFET的SOA圖是在室溫25℃時的結果，而系統的實際工作溫度肯定不會一直維持在25℃。假設系統工作的最高環境溫度為50℃，那么，就必須重新測試出50℃情況下的SOA曲線。
首先，計算25℃下的功耗：
其中，RTHJC可從MOSFET數據手冊中查詢到。
現對環境溫度50℃下的功耗進行同樣的計算：
這樣，MOSFET的降額系數可通過下式計算：
為了反映調節過的額定功率，需要把表示施加最大功率的時間值隨著現代通信網絡的快速發展，一般都會要求在整個使用周期內具有接近零的停機率，因此，在更換和維護故障電路時，通常都希望在不影響系統工作的情況下帶電插拔操作。當一塊插件板插入工作背板或者從工作背板拔出時，插件板上附加電容的充放電往往會給工作背板提供一個低阻抗，此時背板到插件板的高涌入電流就可能會燒毀連接器和電路元件，或者暫時將整個工作電壓拉低而導致系統重啟。
所謂熱插拔(Hot Swap)，就是允許用戶在不關閉系統或不切斷電源的情況下取出和更換損壞的部件，從而提高系統對災難的及時恢復能力、增強擴展性和靈活性。熱插拔過程一般可分為三個步驟：一是物理連接過程，分插入和拔出兩種情況；二是硬件連接過程，主要指的是與系統相連的硬件層的電氣連接；三是軟件連接過程，主要指的是與系統相連的軟件層的連接。
本文所討論的熱插拔主要是利用TPS2301芯片來針對硬件的熱插拔控制，即在帶電狀態下可以安全地插拔電路板。
1 TPS2301簡介
TPS2301是TI公司生產的一款使用外部N-通道MOSFET作為電源控制主開關來進行快速熱插拔的雙通道器件。該器件中的INl通道允許的輸入電壓為3～13 V；IN2通道允許的輸入電壓為3～5．5 V。TPS2301芯片同時具有過流保護、浪涌電流限制、電源輸出狀態指示等功能，另外該芯片還具有5μA維持電流、20管腳TSSOP封裝、-40～85℃工作溫度范圍、以及具有靜電保護等特點。
2 系統電路
本文所介紹的熱插拔控制電路系統框圖如圖1所示。由圖1可見，本系統主要包括三個主要器件，即用作電源控制主開關的N通道MOSFET、測量電流的檢測電阻以及熱插拔控制器。
3 設計要點
本設計使用TPS2301的INl通道來進行分析。假定設計的輸入電壓為12 V，后端負載功率為100 W。下面介紹其設計要點。
3．1 正常電壓輸出門限設置
正常輸出電壓門限可由VSENSEl管腳來控制，而VSENSEl管腳電壓則由跨接在輸出V01與GND間的電阻RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM分壓獲得。
將該電壓與芯片內部的參考電壓(1．225 V±2％)進行比較，可確定實際輸出電壓是否在輸出允許范圍之內。例如輸出電壓為12 V，允許調整范圍為±l0％，那么，輸出電壓的最低要求為10．8V，因此，可以此計算出反饋電阻RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM的取值要求。
在選擇RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM阻值時，應盡可能選擇阻值比較大的電阻(10 kΩ以上)，這樣能有效減少不必要的電源損耗。當V01小于V01_min時，PWRGDl的輸出將置低，直到V01輸出正常。
3．2 感應電阻RSENSE與過流限制電阻RISET1的選擇
檢測電阻RSENSE的取值應根據后端負載的最大工作電流來選取。假定過流電流ILMT1=11A，那么，在選擇檢測電阻時，就必須選擇允許通過電流范圍大于11A的檢測電阻，并確保檢測電阻上的自身功耗不超過其額定功率。本設計選擇的檢測電阻的內阻為0．003Ω，自身允許功耗為l W。表1提供了部分檢測電阻的規格和指標。
選定檢測電阻后，即可根據以下公式來確定過流限制電阻RISET1的大小。
3．3 MOSFET的選擇
選擇合適的MOSFET的第一步是選定VDS和ID標準。對于12 V系統來說，VDS應為30 V或40V，這樣可以處理可能損壞MOSFET的瞬變。MOSFET的ID應遠大于所需的最大值，圖2所示是MOSFET的SOA圖。事實上，在大電流應用中，最重要的指標之一是MOSFET的導通電阻RDSON。較小的RDSON能確保MOSFET在正常工作時具有較小的功耗，并在滿負載條件下產生最少的熱量。
為防止MOSFET過熱，應考慮MOSFET在直流負載條件下的功耗。隨著MOSFET溫度的升高，通常額定功率將會減小或降額，此外，在高溫下工作時，MOSFET的使用壽命也會縮短。
本設計選擇的MOSFET型號為IRLR3103，其中VDSS為30 V；RDS(ON)為0．019 Ω；ID為46 A。這樣，根據后端負載最大電流為11A就可以計算出MOSFET上所損耗的功率：
PMOSFET=ILMT12RDS(ON)=11×11×0.019=2.3W
查詢TRLR3103數據手冊可得出RTHIJ=50℃／W，由于MOSFET需要消耗約2．3W的功率，因此，最壞條件下，其溫度可能上升到高于室溫的115℃。降低這個數值的一種方法是并聯使用兩個或更多的MOSFET，這樣能有效降低RDS(0N)，從而降低MOSFET的功耗。使用兩個MOSFET時， 假設電流在器件間均勻匹配(允許一定的容差)，那么，每個MOSFET的溫度升高最大值為29℃。
假設室溫TA為25℃，再加上這個溫度上升值，那么每個MOSFET的最大溫度為54℃。
為了保證MOSFET在最壞條件下能安全工作，設計時還必須進行一定的降額設計。圖2中的MOSFET的SOA圖是在室溫25℃時的結果，而系統的實際工作溫度肯定不會一直維持在25℃。假設系統工作的最高環境溫度為50℃，那么，就必須重新測試出50℃情況下的SOA曲線。
首先，計算25℃下的功耗：
其中，RTHJC可從MOSFET數據手冊中查詢到。
現對環境溫度50℃下的功耗進行同樣的計算：
這樣，MOSFET的降額系數可通過下式計算：
為了反映調節過的額定功率，需要把表示施加最大功率的時間值對角線向下平移。現使用1 ms線來舉例說明其曲線原理。例如，在這條線上取一點，如(30 V，10 A)，這點的功率為300W，那么，在30 V，降額后的功率所對應的電流為7．14 A，這樣，在SOA圖上，這點將確定新的50℃降額后的l ms線。使用同樣的辦法可確定新的10 ms以及100μs線等。
3．4 定時電容的選取
在圖2中沿IMAX≈11 A畫一條水平線，再沿VMAX≈13．2V畫一條垂直線，并確定它們與黑色實線的交叉點。這些交叉點所指示出的1 ms與10ms之間的某個時間，也許是3 ms，就是應選擇的時間。在對數坐標圖的小范圍內，一般很難獲取準確的數值，因此，要進行慎重的選擇，并要考慮到這些選擇對性能以及價格等其它標準的影響，同時要確保留有足夠的容差。
小于3ms的定時器足以保護MOSFET，如果選定的時間恒定為3 ms，則定時電容就可通過下公式獲得：
3．5 最終設計電路
根據上述分析，最終得到的基于TPS2301芯片的熱插拔控制電路如圖3所示。
4 結束語
該電路經實際應用，在對故障電路板進行插拔時，設備中的其他電路板可以保持正常工作，設備性能不受影響，故可證明，該設計符合實際使用要求
