在力求縮小LCD電視體積趨勢的推動下，諧振電源轉換器的優點越來越受到電視電源工程師的關注，因為它們能支援電源半導體元件，使其運作在非常高的開關頻率，因而有助于電源變壓器和濾波電容的小型化。本文將討論如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定時電壓檢測同步MOSFET控制原理，協助LCD電視等消費電子產品設計實現高電源轉換效率。
透過對MOSFET的初級側實施零電壓開關（ZVS）可以實現上述要求，因為ZVS大幅降低了開關損耗。 開關損耗越低、效率越高、MOSFET的熱管理越簡單。然而，電源輸出二極管的低效率嚴重阻礙了設備體積的進一步微型化。
在大屏幕電視中，要求在諧振電源內使用表面黏著MOSFET取代帶散熱器的輸出二極管。不過，由于時序復雜性、成本和現有同步整流器解決方案欠佳的表現，迄今為止，采用這一替代方案的數量非常有限。
本文將揭示自定時電壓檢測同步MOSFET控制方案如何提升電源轉換效率。
諧振轉換器的優點
諧振轉換器內的半導體開關具有軟開關特性，它獨立于負載并降低了峰值電流，因而有可能縮小電源變壓器和散熱器的體積。減少的電磁干擾（EMI）則是另一個優點。
傳統的硬開關轉換器往往更容易受寄生電容和漏電感的影響。這種影響表現為高頻振鈴、大電流尖峰和開關損耗，以及不期望的電磁干擾。
如果用在LCD電視內，由于液晶面板、電源和音效卡都緊鄰彼此，所以電磁干擾污染會嚴重影響影像和聲音品質。具有ZVS特性的諧振轉換器則不會產生此類電磁干擾。
在不同諧振拓撲中，對前端DC匯流排轉換來說，LLC諧振轉換器一直是最有吸引力的拓撲結構。圖1即為該設計原理。
圖1.帶中心抽頭次級繞組的諧振LLC轉換器
使用電容與整合磁性變壓器的磁感和漏感相結合的方法，在軟開關部份建構了一個復雜的帶降壓升壓（buck boost）轉換特性的諧振槽。 LLC諧振轉換器透過調節互補初級開關的開關頻率來調整輸入電壓和輸出負載。
由于LCD電視電源需遵守IEC61000-3-2標準，所以在主輸入橋式整流器后采用了主動功率因子校正（PFC）升壓預調節器。PFC調節器將為諧振轉換器的輸入提供穩壓后的390V，在正常工作時，其幅值變化不大。
在標稱直流輸入電壓下，可使諧振轉換器工作在接近串聯的諧振槽頻率fr的頻率對其實施最佳化，其中，fr= 1/（2π）（LlkCres）0.5）。
因此，可借助相對窄的開關頻率變化，針對寬泛的負載變化對輸出電壓進行調節。在負載很輕和無載條件下，諧振轉換器或是工作在最高頻或是進入跨周（pulse-skipping）模式，以降低功耗。
如何降低功率損耗
至關重要的是，因為即使高性能的蕭特基二極管在流過大電流時都會產生較高的正向電壓，所以諧振轉換器的輸出整流器是導通損耗的一個重要來源。因此，次級側同步整流是公認的改善傳統二極管整流效率的有效方法。有兩種控制方法可用。
第一種方法是透過同步其閘極驅動訊號與初級側MOSFET的閘極驅動來驅動同步MOSFET。采用高頻變壓器將初級側MOSFET的閘極驅動訊號傳輸到電源變壓器的次級側。但對工作在寬負載范圍的LLC諧振轉換器來說，這種方法難以產生最佳化的次級側閘極驅動訊號。
在中載和輕載條件下，圖1中，由于諧振槽電壓和電流的相移，無法使用初級側的訊號驅動輸出同步整流器S1和S2。在輕載條件下，轉換器工作在諧振頻率fr以上的區域，輸出整流器電流變得不連續，且在諧振槽的電壓和電流間存在相差。
這一時序上的不匹配，導致輸出電容在不連續的整流器電流間歇期放電。由輸出電容放電導致的輸出和電源變壓器之間的無功（reactive power）能流是使轉換效率低下的原因。因此，該控制方案僅限于用在為負載變化不大的應用設計諧振轉換器。
第二個控制方法是采用取自變壓器次級側的訊號驅動同步MOSFET。感測同步MOSFET電流的方法之一是借助一個電流檢測變壓器加上一個分離比較器。然后利用比較器的輸出訊號再透過緩沖電晶體來驅動次級側MOSFET。
雖然可根據其目前電流狀態開/關MOSFET，這種方法仍受限于很高的電路復雜性和比較器的時序延遲。最近，IC設計進步使同步整流出現了從傳統的基于電流變壓器的檢測方法向無損耗漏極電壓感知技術（如下圖2所示）轉移的跡象。
圖2.帶類比閘極驅動、用于諧振轉換器漏極電壓感測的同步控制器
除了將MOSFET次級側的無功電流損耗降至最低外，這種新技術還進一步提高了轉換效率，同時也由于不再需要電流檢測變壓器，加上拿掉了快速回應比較器，因而降低了系統成本。
在力求縮小LCD電視體積趨勢的推動下，諧振電源轉換器的優點越來越受到電視電源工程師的關注，因為它們能支援電源半導體元件，使其運作在非常高的開關頻率，因而有助于電源變壓器和濾波電容的小型化。本文將討論如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定時電壓檢測同步MOSFET控制原理，協助LCD電視等消費電子產品設計實現高電源轉換效率。
透過對MOSFET的初級側實施零電壓開關（ZVS）可以實現上述要求，因為ZVS大幅降低了開關損耗。 開關損耗越低、效率越高、MOSFET的熱管理越簡單。然而，電源輸出二極管的低效率嚴重阻礙了設備體積的進一步微型化。
在大屏幕電視中，要求在諧振電源內使用表面黏著MOSFET取代帶散熱器的輸出二極管。不過，由于時序復雜性、成本和現有同步整流器解決方案欠佳的表現，迄今為止，采用這一替代方案的數量非常有限。
本文將揭示自定時電壓檢測同步MOSFET控制方案如何提升電源轉換效率。
諧振轉換器的優點
諧振轉換器內的半導體開關具有軟開關特性，它獨立于負載并降低了峰值電流，因而有可能縮小電源變壓器和散熱器的體積。減少的電磁干擾（EMI）則是另一個優點。
傳統的硬開關轉換器往往更容易受寄生電容和漏電感的影響。這種影響表現為高頻振鈴、大電流尖峰和開關損耗，以及不期望的電磁干擾。
如果用在LCD電視內，由于液晶面板、電源和音效卡都緊鄰彼此，所以電磁干擾污染會嚴重影響影像和聲音品質。具有ZVS特性的諧振轉換器則不會產生此類電磁干擾。
在不同諧振拓撲中，對前端DC匯流排轉換來說，LLC諧振轉換器一直是最有吸引力的拓撲結構。圖1即為該設計原理。
圖1.帶中心抽頭次級繞組的諧振LLC轉換器
使用電容與整合磁性變壓器的磁感和漏感相結合的方法，在軟開關部份建構了一個復雜的帶降壓升壓（buck boost）轉換特性的諧振槽。 LLC諧振轉換器透過調節互補初級開關的開關頻率來調整輸入電壓和輸出負載。
由于LCD電視電源需遵守IEC61000-3-2標準，所以在主輸入橋式整流器后采用了主動功率因子校正（PFC）升壓預調節器。PFC調節器將為諧振轉換器的輸入提供穩壓后的390V，在正常工作時，其幅值變化不大。
在標稱直流輸入電壓下，可使諧振轉換器工作在接近串聯的諧振槽頻率fr的頻率對其實施最佳化，其中，fr= 1/（2π）（LlkCres）0.5）。
因此，可借助相對窄的開關頻率變化，針對寬泛的負載變化對輸出電壓進行調節。在負載很輕和無載條件下，諧振轉換器或是工作在最高頻或是進入跨周（pulse-skipping）模式，以降低功耗。
如何降低功率損耗
至關重要的是，因為即使高性能的蕭特基二極管在流過大電流時都會產生較高的正向電壓，所以諧振轉換器的輸出整流器是導通損耗的一個重要來源。因此，次級側同步整流是公認的改善傳統二極管整流效率的有效方法。有兩種控制方法可用。
第一種方法是透過同步其閘極驅動訊號與初級側MOSFET的閘極驅動來驅動同步MOSFET。采用高頻變壓器將初級側MOSFET的閘極驅動訊號傳輸到電源變壓器的次級側。但對工作在寬負載范圍的LLC諧振轉換器來說，這種方法難以產生最佳化的次級側閘極驅動訊號。
在中載和輕載條件下，圖1中，由于諧振槽電壓和電流的相移，無法使用初級側的訊號驅動輸出同步整流器S1和S2。在輕載條件下，轉換器工作在諧振頻率fr以上的區域，輸出整流器電流變得不連續，且在諧振槽的電壓和電流間存在相差。
這一時序上的不匹配，導致輸出電容在不連續的整流器電流間歇期放電。由輸出電容放電導致的輸出和電源變壓器之間的無功（reactive power）能流是使轉換效率低下的原因。因此，該控制方案僅限于用在為負載變化不大的應用設計諧振轉換器。
第二個控制方法是采用取自變壓器次級側的訊號驅動同步MOSFET。感測同步MOSFET電流的方法之一是借助一個電流檢測變壓器加上一個分離比較器。然后利用比較器的輸出訊號再透過緩沖電晶體來驅動次級側MOSFET。
雖然可根據其目前電流狀態開/關MOSFET，這種方法仍受限于很高的電路復雜性和比較器的時序延遲。最近，IC設計進步使同步整流出現了從傳統的基于電流變壓器的檢測方法向無損耗漏極電壓感知技術（如下圖2所示）轉移的跡象。
圖2.帶類比閘極驅動、用于諧振轉換器漏極電壓感測的同步控制器
除了將MOSFET次級側的無功電流損耗降至最低外，這種新技術還進一步提高了轉換效率，同時也由于不再需要電流檢測變壓器，加上拿掉了快速回應比較器，因而降低了系統成本。
ZXGD3101是一款在MOSFET閘極驅動器內整合了高速比較器的同步控制器。它是專為電壓檢測方法設計，具有直接檢知MOSFET漏/源極接腳間差分電壓的高電壓比較器。漏極電壓水準與MOSFET的電流和導通阻抗相關。
當輸出整流器上開始有電流流動時，MOSFET的體二極管導通初始電流。由于體二極管導通并開啟MOSFET，控制器將檢測到負的漏極電壓。為獲得同步整流器的最佳效率，應當在盡可能靠近零電流點的位置切斷MOSFET、不使其進入反轉導通狀態。
可透過比較漏極電壓與負的閾值電壓（Vth）做到這點。當漏極電壓是個比Vth更正的值時，MOSFET的閘極電壓被拉低至1V，以確保元件被關閉。
更多的情況是，在整個MOSFET導通期間，傳統的閘極驅動器扮演著徹底強化MOSFET的數位高電壓的角色。但對諧振轉換器而言，這是不必要的，因為滿載整流器電流是正弦波，且損耗只是在漏極電流峰值（ISYN（pk））階段才顯得舉足輕重。
事實上，采用類比閘極電壓驅動MOSFET的效率更高，如圖2所示，其中：閘極電壓隨漏極電壓或電流幅值的變化而改變。
閘極電壓隨反向漏極電壓的下降而逐漸降低，因而確保了MOSFET在電流過零點附近的迅速切斷。換言之，可以更少的閘極電荷切斷MOSFET，因而縮短了閘極電壓的下降時間，并確保沒有反向電流。
此外，比例式閘極驅動器根據MOSFET的電流幅值調節其輸出電壓，這樣，在漏極電流接近零之前，該MOSFET的閘極一直在得到加強。這樣，在MOSFET關閉后，就將體二極管的導通時間縮至最短。圖3為同步MOSFET的工作波形。
在滿載情況下，圖3b顯示，為獲得低阻抗，在MOSFET的大電流期間壓一直維持在10V左右。
圖3.顯示的是諧振轉換器的閘極驅動器工作波形：（a）25%負載和（b）滿載
當漏電流為低時，閘極電壓逐漸降低、導致MOSFET的阻抗加大、因而設立起負的漏極電壓。與數位電平閘極電壓比，這確保了阻抗非常低的MOSFET將不會關閉，且仍將維持導通相當水準的電流。
讓熱設計更容易
在加大功率密度時，熱管理成為一個關鍵設計因素，且它對產品品質和可靠性非常重要。對液晶電視來說，出于安全考量，電源被封裝在特殊或完全密封的殼體內，此時，因系統散熱基本上只依靠自然對流和輻射，所以，電源部份的有效散熱就成為一個主要設計挑戰。
典型的電視電源需要為音訊放大器提供+12V輸出；為背光提供+24V輸出；為微控制器和介面提供+5V輸出。+12V輸出軌的功率低于+24V輸出軌的功率、并使用蕭特基二極管，如圖2所示。
一般來說，一個32英吋顯示幕在最高亮度時，背光單元約需144W功率。 這相當于在24V輸出軌的肖特基二極管上流過6A電流，并伴隨需采用大體積散熱器的導通損耗。 對于42英吋顯示幕來說，背光功率提高到264W，電流為11A。
若電視電源采用40A額定電流/100V擊穿電壓的肖特基二極管作為輸出整流器，其正向壓降通常為425mV/3A@125℃結溫。 那么，24V電源軌上每個輸出二極管在6A滿負載條件下的導通損耗約為1.275W。
假設PCB的溫度是80℃，則采用1平方英吋銅焊接空間D2PAK封裝二極管的結溫將升高到120℃這一非理想值。
如果我們將滿負載輸出電流升高到點亮更大液晶顯示幕所用CCFL或LED 背光單元所需的11A，則靜態功耗就變為3.12W，若不采用大型散熱器，就無法輕易地實現散熱。
在滿負載條件下，假設諧振槽可充分濾除掉輸入電壓的高次諧波，則在6A輸出軌，每個MOSFET的均方根（RMS）漏極電流約為3.33A。
基于漏極電壓感測的同步閘極驅動器方案僅在進行MOSFET體二極管正向電壓檢測時開啟MOSFET。 因為初始的體二極管導通，閘極導通延遲時間降低了效率，這在高開關頻率下是不能被忽視的。
在將體二極管和MOSFET通道損耗運算在內后，當一款rDS（on）@Tj=100°= 9mΩ的元件用在工作于80kHz的開關轉換器時，該元件的導通損耗約為192mW 。 因同步MOSFET在零電流處開啟和切斷，所以損耗可忽略不計。
MOSFET現工作在92℃的可接受結溫和80℃的PCB溫度。 依此類推，對42英吋顯示屏來說，在11A輸出轉換器中，相同MOSFET的導通損耗約為935mW。
對采用D2PAK表貼封裝的MOSFET來說，仍然能可靠地工作在29.5℃的結溫升狀態。 因不再需穿孔散熱器，所以可將組裝工序從兩個減為一個，也因此降低了生產成本。
本文小結
因為試圖減少諸如電源變壓器、濾波電容和散熱元件等主要系統元件的實體尺寸并降低其成本而求助越來越高的開關頻率的壓力越來越大，電視機電源的設計就不再微不足道，對許多以前只使用肖特基二極管技術的設計師來說，有可能是個嚴峻挑戰。
雖然同步整流被廣泛認為是能提高效率、減少發熱的一種方法，但在LLC諧振轉換器內得到最佳的次級側閘極驅動訊號仍然帶來了莫大挑戰。
該拓撲對傳統的同步MOSFET控制技術并沒太多幫助，它要求需采用許多分離元件的復雜的系統解決方案，且為使系統正常工作，所需的設計階段也更長。 基于MOSFET控制的漏極電壓檢測可解決現有問題，另外，更可借力整合了高電壓比較器和MOSFET驅動器的新一代積體電路。
設計師現在能夠迅速且容易地克服以往這些障礙。 集最佳化的MOSFET加強和更快切斷速度于一身的專用控制器晶片可被用來作為滿足更苛刻效率要求的工具。 此外，得益于控制器的簡單性和靈活性，在PCB設計時，只需不大的布局改變，就可將其納入現有的電源設計。
作者：Yong Ang
資深應用工程師
Diodes Inc.