摘要：為DSP控制的功率因數(shù)校正（PFC）變換器提出了一種新穎的采樣算法，它能夠很好地消除PFC電路中高頻開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的振蕩對(duì)數(shù)字采樣的影響。尤其是當(dāng)開關(guān)頻率高于30kHz時(shí)，所提出的新穎采樣算法能夠更好地提高開關(guān)抗噪聲性能。最后將此算法運(yùn)用到一臺(tái)2kW的PFC變換器中，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該算法對(duì)于分析、設(shè)計(jì)和調(diào)試所有含開關(guān)的數(shù)字采樣電路均有實(shí)用參考價(jià)值。

 

引言

數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于通信，智能控制，運(yùn)動(dòng)控制等許多領(lǐng)域中。由于具有處理速度快、靈活、精確、可靠等特點(diǎn)，DSP已逐漸取代了傳統(tǒng)的模擬控制，例如開關(guān)電源中的DC/DC變換器，PFC變換器，以及高頻脈寬調(diào)制(PWM)逆變器等[1][2]。而在這些應(yīng)用中，為了消除高頻噪聲的影響，也同時(shí)為了增加功率密度，通常要求開關(guān)頻率保持在20kHz以上。如不考慮采樣保持時(shí)間和模/數(shù)轉(zhuǎn)換，一般的DSP芯片都能夠在此頻率以上工作。但這些應(yīng)用場(chǎng)合又必須對(duì)模擬電壓和電流進(jìn)行采樣，才能保證反饋控制的有效性。本文在傳統(tǒng)PFC變換器控制電路的基礎(chǔ)上，提出了一種采用DSP作為PFC的控制電路的方法，并詳細(xì)分析了在平均電流模式控制下傳統(tǒng)的單周期單采樣（SSOP）的方法，最后提出了能夠大大改善開關(guān)抗噪聲性能的新穎采樣算法。

 

 1 基于DSP的PFC控制策略原理

 

圖1所示為PFC變換器的系統(tǒng)框圖和DSP控制。為了獲得高功率因數(shù)，采用了升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。乘法器是圖中的關(guān)鍵部件，其輸入信號(hào)為電壓環(huán)路中電壓補(bǔ)償器EA1的輸出電壓信號(hào)和整流電壓>|Vin|信號(hào)，其輸出作為控制開關(guān)管的基準(zhǔn)，與反映電感電流IL的信號(hào)進(jìn)行比較，從而控制開關(guān)管的通斷時(shí)間。因此，變換器必須同時(shí)對(duì)輸入電流Iin，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout采樣。 為了實(shí)現(xiàn)PFC變換器的數(shù)字控制，要求轉(zhuǎn)移函數(shù)為離散表達(dá)式。為方便起見，這里首先采用拉普拉斯變換。根據(jù)圖1（a），電壓補(bǔ)償器EA1的連續(xù)轉(zhuǎn)移函數(shù)可表示為

G1(s)=(Vref－Vp)/(Vv－sam－Vref)=K1＋K2/s （1）

式中：K1=Rvf/Rvi；K2=1/RviCvf。 考慮到第一級(jí)采樣和保持效果，將式（1）變成式（2），即

G1′(s)=[(1-e -TS)/s(Gs(s))]=[(1-e -TS)/s][K1+(K2/s)] （2）

式中：T為開關(guān)周期。

從而得到轉(zhuǎn)移函數(shù)的離散表達(dá)式如式（3）所示。

ΔVo(k)=ΔVo(k－1)＋K1ΔVI(k)＋ (TK2－K1)ΔVI(k－1) （3）

式中：ΔVo(k)=Vref－Vp(k)； ΔVI(k)=Vv－sam(k)－Vref； k為采樣序列數(shù)。 從式（3）中可以清楚地看出，電壓環(huán)路中電壓補(bǔ)償器EA1的輸出電壓在當(dāng)前的采樣周期是由它前一時(shí)刻的值和Vv－sam共同決定的，其關(guān)系式如式（4）所示。

Vp(k)=Vp(k－1)－K1Vv－sam(k)－ (TK2－K1)Vv－sam(k－1)＋TK2Vref （4）

 

同樣，電流環(huán)中的補(bǔ)償器EA2的轉(zhuǎn)移函數(shù)也可由圖1（a）得到 式中：K3=RczCcz； K4=RciCcz。 因此，轉(zhuǎn)移函數(shù)的離散表達(dá)式為

 

圖1(b)是PFC變換器的DSP控制階段。該階段對(duì)3個(gè)主要電量：感應(yīng)電流IL，整流輸入電壓|Vin|和輸出電壓Vout進(jìn)行采樣。這些值經(jīng)過采樣后再被轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，參與DSP隨后的計(jì)算過程。與開關(guān)頻率比較而言，這3個(gè)信號(hào)中的兩個(gè)電壓信號(hào)就成了主要的低頻信號(hào)了。這里要求感應(yīng)電流最好能被瞬時(shí)地反饋，這一點(diǎn)在模擬控制器中是很容易實(shí)現(xiàn)的，而在數(shù)字信號(hào)處理中由于采樣速率的限制和A/D轉(zhuǎn)換使得很難滿足這一要求。在實(shí)際的采樣算法中，采樣信號(hào)用來(lái)計(jì)算以后周期的脈沖寬度。

 

2 單周期單采樣方法的缺陷

對(duì)于一個(gè)數(shù)控的PFC來(lái)說，單周期單采樣（SSOP）使控制器相對(duì)模擬PFC而言對(duì)噪聲更加敏感。由于開關(guān)噪聲與電流傳感器有關(guān)并受其影響，在開關(guān)點(diǎn)上經(jīng)常會(huì)出現(xiàn)高頻振蕩，而且振蕩將持續(xù)在一個(gè)相當(dāng)長(zhǎng)的周期內(nèi)（如圖2所示），這些噪聲將影響系統(tǒng)的正常工作。最好的解決方法就是通過調(diào)整采樣點(diǎn)避開此采樣區(qū)間，即不固定點(diǎn)采樣算法。另一方面，可采用DSP芯片來(lái)限制采樣速率和A/D轉(zhuǎn)換。 基于上述分析，SSOP采樣方法看似完美，但采用這種采樣算法后又會(huì)帶來(lái)新的問題，即如何在每一次開關(guān)循環(huán)中都確定一個(gè)固定的采樣點(diǎn)，上面所提到的條件又如何在任何時(shí)間都能得到滿足。在采用了SSOP方法的PFC應(yīng)用中，輸入電流必須跟隨正弦輸入電壓，且輸出電壓必須始終為常數(shù)。占空比D從接近于1減小到最小值Dmin，而正弦交流電壓相應(yīng)地從零變化到峰值。如果Dmin太小的話，就不能滿足SSOP算法的要求。最小占空比由式(7)給出。

通常，對(duì)于一個(gè)通用輸入電壓的PFC變換器來(lái)說，一般將其輸出電壓設(shè)計(jì)在385V左右。輸入電壓若為110V，Dmin可以滿足要求，但若為220V，Dmin就只能達(dá)到0.12～0.22，假定主電壓的變化范圍為10％，則Dmin將變得更低。由于D在每一個(gè)周期內(nèi)從Dmin變化到1，因此，如果采樣過程能夠在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)結(jié)束的話，就可能避開開關(guān)噪聲的干擾。所以，功率轉(zhuǎn)換開關(guān)S的導(dǎo)通時(shí)間便成了提高DSP控制PFC變換器開關(guān)頻率的主要限制因素。 3 采樣算法原理 由于DSP本身具有很強(qiáng)的運(yùn)算能力，所以，它能夠通過一種新穎的采樣算法來(lái)消除SSOP算法的缺陷。假定電路工作在固定頻率fs（=1/T）下，開關(guān)噪聲振蕩保持周期為τosc，采樣周期為τsam。為保證開關(guān)的抗噪聲性能，必須滿足以下要求： 1）在開關(guān)轉(zhuǎn)換后的τosc間隔時(shí)間內(nèi)不能進(jìn)行采樣；

2）在采樣的τsam間隔時(shí)間內(nèi)不能進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換，因?yàn)槿魏螖_動(dòng)都有可能引起采樣結(jié)果發(fā)生錯(cuò)誤。 針對(duì)以上兩個(gè)條件，對(duì)采樣時(shí)刻D1T和D2T定義如下：

D1T=τosc （8）

D2T=2τosc＋τsam （9） 由式（8）及式（9）可知，一旦確定τosc和τsam后，D1T和D2T的值也就確定了。此時(shí)，就可以在控制器中應(yīng)用Z域的穩(wěn)定性分析。 經(jīng)計(jì)算可得最大開關(guān)頻率為 fs=1/(D2T+τsam) （10）

本周期時(shí)間脈沖寬度DT是利用上一周期所獲得采樣值經(jīng)計(jì)算得到的，再根據(jù)DT是否大于τosc＋τsam來(lái)確定采樣時(shí)間是否合適。如果DT>τosc＋τsam，如圖3（a）所示，D1T便是合適的采樣點(diǎn)；如果DT<τosc＋τsam，則iL(D2T)被采樣，但不能直接用iL(D2T)來(lái)計(jì)算脈寬，因?yàn)?，在iL（D1T）和iL（D2T）之間存在著一定的誤差(此誤差可通過電流補(bǔ)償環(huán)路中的積分算法來(lái)消除)。因此，必須先從iL(D2T)中求出iL(D1T)的值。這又需要考慮兩種情況，分別如圖3（b）和（c）所示。

1）DT 在此條件下，采樣點(diǎn)D1T和D2T分別位于開關(guān)S的導(dǎo)通時(shí)間和截止時(shí)間，如圖3（c）所示，此時(shí)可得到式（12）及式（13）。

iL(DT)－iL(D1T)=|Vin|/L(D－D1)T （12）

iL(DT)－iL(D2T)=[Vin]/L(D2－D)T （13）

由式（12）及式（13）又可以得到

ΔiL2=iL(D1T)－iL(D2T) =Vout/L(D2-D)T-|Vin|/L(D2－D1)T （14）

圖4給出了上述轉(zhuǎn)換過程的流程。

通過該流程得到的值與通過SSOP方法所得到的值相等，并且它的采樣數(shù)據(jù)不再受開關(guān)噪聲的影響。 4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果 將此算法運(yùn)用到一臺(tái)2kW的PFC變換器中，為了提高效率并減少噪聲，選擇開關(guān)頻率為33kHz，采用DSPTMS320F240作為控制芯片，其最大采樣保持時(shí)間τsam約為1μs。開關(guān)轉(zhuǎn)換后的每一個(gè)振蕩周期τosc約為6μs。再根據(jù)式（8）及式（9），采樣點(diǎn)D1T和D2T分別選在6μs和13μs處，輸入和輸出電壓分別為交流220～240V和直流400V。 圖5所示為在3種不同采樣模式下的感應(yīng)電流波形。圖6為輸入電壓和輸入電流波形圖。經(jīng)測(cè)量，輸入電流的總諧波失真為6.4％，功率因數(shù)為0.98。

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種DSP控制的PFC的新穎的采樣算法，它節(jié)省了大量的系統(tǒng)資源，這些節(jié)省的系統(tǒng)資源又可以用來(lái)控制DC/DC或DC/AC變換器。該方案使整個(gè)系統(tǒng)僅用一片DSP芯片來(lái)控制，從而大大降低了硬件的成本。本文的方法和結(jié)論對(duì)于分析、設(shè)計(jì)和調(diào)試所有含開關(guān)的數(shù)字采樣電路均有實(shí)用參考價(jià)值。